用于离网型光伏发电中带储能的新颖多电平逆变器Word格式.docx

1、2010年全球航运的光伏应用已超过16GWp，结晶硅材料占该市场的87%。虽然已经报道世界级多晶硅电池效率高达20.3%，典型的可购商品多晶硅模块公布的效率仅为13.4%，但仍选定它作为这一研究的基础。由于光伏阵列的发电要求由太阳能提供光子，故光伏阵列在夜间不发电，而在多云或局部阴天气候下发出的电低于峰值功率，光伏阵列发电具有间断性。为保证离网光伏应用中的连续性，这些因素则要求蓄电池储能。由光伏阵列输出的直流首先要通过逆变器变成交流（DC-AC），已公布的逆变器效率范围是85.8%-92.4%（最高效率）。然而，当利用多晶硅光伏阵列时，逆变器总的系统效率为10%左右，在这么低的转换效率下，与逆

2、变器相关的损耗应降低到最小。本文介绍了离网型光伏应用中开关频率低的13电平级联多电平逆变器。因太阳光伏阵列产生的电压低，一般要使用升压变压器或DC-DC升压变换器。以便获得230V的输出功率。对于DC-AC的变换，通常采用脉宽调制（PWM）逆变器，但因为对开关器件产生高的dv/dt应力、大的损耗、电磁干扰（EMI）问题，以及较高的THD（总谐波失真）等，故目前正考虑采用多电平的逆变器。2. 光伏系统整套离网光伏系统设计有6个PV阵列，每块阵列板有5个并联模块，每一模块含90块电池。MPPT为50-60V，输出功率135W。2.1 13电平级联逆变器 图1所示为13电平级联逆变器的电路图。在此逆

3、变器中，有6个串联连接的H桥并以基波频率运行，与其它的多电平拓扑例如，二极管钳位、飞跨电容器、级联的H桥PWM以及级联的变压器PWM比较，新研制的逆变器有很多优越性。这些优点包括：低开关损耗、简单的开关技术和最少的元部件数。而且，这一结构形式像二极管钳位和飞跨电容器逆变器那样，在损耗最小的情况下，勿需先进的充电-平衡技术或复杂的开关技术。图 1 13电平H-桥变换器的开关拓扑 如图1所示，6个独立的光伏系统，分别与接到每一个H-桥的蓄电池并联，蓄电池储能的电压电平和光伏系统应这样设计，要使得逆变器基本部件的输出电压等于230 V.。100F电容器跨接在逆变器的输出端，其工作就像功率因数校正电路

4、的电容器和滤波器一样。为获得13电压电平，如图1所示串联连接H-桥。表1和表2列出开关的模式。每一H-桥为3电平逆变器，并能按照开关状态产生输出电压+Vdc/6, o, -Vdc/6（ Vdc为图2所示多电平电压输出的峰值）。为得到正的输出电压，开关S1 、S2 、 S3、 S4、 S5 和S6 应接通，而1、2 、 3、 4、 5 和6断开；另一方面，要得到负的输出电压， 1、6 应接通，而S1 、S2 、 S3、 S4、 S5 和S6 断开。在此逆变器中，为获得不同的电压等级，6个H-桥将以不同的延迟：1、26 进行切换，如图2所示。为了以最小的THD优化基波电压分量，1、26 分别选择为

5、5。 ，15。 ，25。 ，36。 ，49。 和67。 。2.2 开关脉冲发生器 每一H-桥的开关脉冲发生器，由信号发生器和信号比较器组成。信号发生器产生增益=1的正弦调制信号，周期为T；而载波信号的梯形周期为6T（图3所示）。在信号比较器内，调制信号和载波信号进行比较。以产生开关信号。图3给出在H-桥1产生正电压时开关1发出的开关信号。如图3所示，当正弦调制信号大于载波信号时，信号发生器输出1；相反，则输出为0。在输出开关信号至S2 的情况下（H-桥2），图3中载波信号的梯形则向右位移时间Ts。这样，当桥1的载波信号为sin（1 ）, 桥2的载波信号则为 sin（2 ）。 如上所述，开关脉冲

6、发生器在相应的延迟角（1、26 ）下接通和断开相关的H-桥，在其端子上产生+Vdc/6,0,或-Vdc/6的电压。如果桥1至桥6经常分别在延迟角1、26 接通，接到桥1的储能用蓄电池输出最大的能量（其导通从1 到1 ）时，而桥6输出能量则最小（其导通从6 到6 ）。为避免这样，每桥的延迟角在每个周期内转动，如桥1至桥6，以延迟角1、26 图2 13电平H-桥的输出电压在第一电压周期内接通；在第二电压周期内它们则以延迟角2、3 接通。按照这一方式，在第六周期后，从每一储能蓄电池漏泄的能量则相等。开关脉冲发生器是通过调制信号与6T周期梯形载波信号的比较达到这一点的，梯形载波信号如图3所示在sin（

7、1 ）、 sin（2） 、sin（3） 、sin（4 ） 、 sin（5 ） 和sin（6 ）下具有6个明显不同的电压电平。 图3 逆变器的H-桥1，开关S1 的开关信号2.3 蓄电池的数学模型 本项研究中，利用了1Ah锂电子电池组件作为贮能系统。假定蓄电池的内电阻不变，1Ah锂离子电池的动态模型已经推导出。蓄电池的容量不取决于电流的幅值，且蓄电池无温度效应、记忆效应和自放电。研究中利用该蓄电池模型是在充电状态（SOC）为唯一状态变数和净放电电流为输入变数的情况下。这一模型代表三种工业蓄 电池形式：Li离子、 NiCd（镍镉）、NiMH（镍氢化物）制造厂的曲线。在这一模型中，基于蓄电池实际SO

8、C的蓄电池开路电压，用以下方程式描述： Ebatt =Eo-KQ+Ae-B（1-soc）Q （1） Vbatt = Ebatt - Rbatt Ibatt （2）式中，Ebatt 内部电压（V）；Eo蓄电池电压常数（V）;k极化电压（V）；SOC充电状态（%）；Q蓄电池容量（Ah）;A指数区幅值（V）；B指数区时间常数的倒数Ah-1 ；Vbatt 端电压（V）；Ibatt 蓄电池电流（A）；Rbatt 内电阻（）；参数A、B、K、E由制造厂的蓄电池放电曲线确定。表1 13电平级联H-桥产生正电压时的开关状态 表2 13电平级联H-桥产生负正电压时的开关状态2.3 光伏（PV）模型籍助PACAD

9、/EMTDC软件给出的PV模型用于模拟研究。这一模型由理想的电流源、并联的二极管和串联的电阻器组成。该模型的输出电流取决于太阳的辐照度，电池的温度和端部的输出。模型的输出电流由下式给出： IA =NpIsc - NpIo （ep1） （3）式中，IA 输出电流（A）；Isc 短路电流（A）；取决于太阳的辐射和电池的温度；NS 串联的模块数；Np并联的模块数；Io 二极管的饱和电流（A）；V端电压（V）；n二极管的理想常数；VT 模块的端电压（V）。 图4 PV模型的V-I特性曲线 模拟试验中采用的PV模块，有90个电池串联，其开路电压为75V，短路电流2.5A.图4所示为PV模块的V-I特性曲

10、线。按照图中的曲线，最大功率点的电压在55-60V之间。3. 各种多电平逆变器拓扑的比较3.1 元件数量的比较 表3列出了新研制13电平逆变器和其它多电平逆变器之间元件数量的比较。对比中选择的拓扑结构包括:二极管钳位型、飞跨电容器型、基于PWM的级联H-桥型和基于PWM的级联变压器型。 图5 （a）3电平二极管钳位型逆变器 （b）3电平飞跨电容器型逆变器 图5（a）和（b）所示为3电平二极管钳位和飞跨电容器逆变器的结构。在对比中新研制的13电平逆变器，具有24个串联的绝缘栅双极晶体管（IGBT）;基于PWM的级联H-桥变换器，具有图1所示相同的拓扑，但每个H-桥中的开关是利用PWM开关模式进行

11、切换的，基于PWM的级联变压器型多电平逆变器则是需要4电平专用变压器的一个特殊设计。表3 13电平逆变器与其它多电平逆变器的组件水平比较 基于PWM的级联变压器型多电平逆变器，具有最少的开关数和独立直流电源数，但它需要安装一特殊变压器。当与新研制逆变器二者输出相同的功率时，虽然其开关数最少，但流过这些开关的电流都比新逆变器的大。 与二极管钳位型或飞跨电容器型逆变器比较时，新研制逆变器具有较少的元件数，因它无需钳位二极管和平衡电容器。而且，新研制逆变器在模块化电路配置和包装组件时很理想。3.2 开关损耗和变压器损耗的比较 实际上可控制的开关器件，如IGBT和MOSFET（金属氧化物半导体场效应管

12、）作为典型，都具有几纳秒（ns）的接通与断开的延迟。当接通和断开器件时，这些延迟会产生功率损耗。在逆变器中的开关损耗，与开关频率、负载电流和调制率成比例。当功率因数为1、输出恒功率10KW时，新研制逆变器其开关频率为50Hz，开关电流约为40A。如假定开关器件为FGH40N60SFD、500V、40A场阻断（field stop）结构的IGBT,则在上述的条件下开关的损耗约为0.99W。当其操作在功率因数为1时，新研制逆变器的12个开关是在零电流下接通和断开的。而在基于PWM的多电平逆变器内，相同条件下当开关频率为1KHz时，其开关损-耗约19.8W。表4 10KW逆变器、开关盒变压器损耗的比

13、较 从表4看到，新研制逆变器在功率因数为1时，因为开关频率低，且不用变压器，故具有最高的频率。 变压器有其本身的损耗，例如线圈的电阻、磁滞和涡流，杂散损耗和机械损耗。为将光伏系统与电网连接，一个PWM逆变器需要约12KVA的变压器。12KVA变压器 的效率，在额定条件下输出纯正弦电流时为98%。在额定工况的涡流损耗假定为总损耗的15%，而在1KHz开关频率下涡流损耗系数为2.53.基于PWM级联变压器型逆变器工作在1KHz开关频率下，当输出10KW功率时，其总的变压器损耗约为275W 。4. 模拟试验与结果4.1 系统描述本研究利用了基于图1所示新研制逆变器的10KW、230V离网光伏系统。该

14、系统的参数列于表5（某些参数的标注见图1）。为观察新逆变器的参数及其控制，利用了PACAD/EMTDC软件对此系统进行模拟。表5 模拟10KW230v离网光伏系统的电路参数4.2 稳态运行下逆变器的输出电压当系统运行于功率因数为1和0.95（离网装置中期望的典型滞后功率因数）时，通过模拟试验获得了输出电压波形及其频谱。在两种情况下输出负载均为10KW。如图6所示两种情况下逆变器的输出电压很接近正弦波形，当运行在1和0.95的功率因数时，逆变器输出电压的总谐波失真（THD）分别为4.9%和5.6%。 图6：稳态逆变器的输出电压和频谱 （a）功率因数为1时的输出电压；（b）功率因数为0.95（滞后

15、）时输出电压；（c）功率因数为1的频谱（THD=4.9）；（d）功率因数为0.95的频谱（THD=5.6）。4.3 恒定辐照度下充电状态（SOC）的平衡 为了研究SOC平衡技术的性能，在对所有光伏模块给出恒定辐照度（600W/）、历时800s的情况下，对本系统进行了模拟试验。假定在电池温度25时功率输出为10KW。图7为所有蓄电池的SOC。从图上可以清楚见到，所有蓄电池在任何给定时间的SOC均相同。因而证明所提出SOC平衡控制的有效性。 图7 在相同辐照度（600w/）下，所有蓄电池的SOC4.4 在不同辐照度下的SOC平衡 为了观察在不同辐照度条件下的SOC平衡技术性能，在光伏模块1-6不同

16、的辐照模式下，对PV系统进行了模拟。表6列出了每一光伏模块上的辐照度。而图8表示模拟的结果。即使每一蓄电池的SOC稍有偏差，它们也几乎是相同的。表6 辐照模型图8 在不同辐照度下所有蓄电池储能系统的SOC4.5 在小负荷下的系统性能 最后，了解一下小负荷下的系统性能。在t=100s，光伏系统的输出功率从10KW降到2KW，观察所有各个蓄电池的SOC。如图9所示，从0到100s光伏模块和蓄电池都供电，但当输出负载小时，PV模块充电蓄电池以提高SOC。图9 在10KW和2KW功率下蓄电池储能系统的SOC5. 结论本文介绍了采用13电平级联逆变器而无变压器的离网型光伏系统。并将各种多电平功率逆变器与

17、新研制带蓄电池储能的光伏系统逆变器进行了比较对照。新研制级联逆变器具有低的功率损耗，简单的开关技术，可实现模块化及简易的充电平衡方法。根据提出的这一开关技术，能平衡所有蓄电池的SOC，其有效性已通过模拟得到证实。模拟实验说明，新研制的控制器不仅平衡每一蓄电池的SOC，而且降低了输出的THD，在无任何谐波滤波情况下，THD6%。原文出处：（斯里兰卡）kapila Bandara，（英国）Tracy Sweet，Janke Ekanayake,Photovoltaic applications for off-grid electrification using novel multi-level inverter technology with energy storage,Renewable Energy37 （2012）.p82-88.