级联型多电平变换器构成及控制方法Word下载.docx
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浙江大学电气工程学院
【摘要】本文介绍了级联型多电平变换器的一般构成方法，并对构成原则进行了初步的讨论并提出了新型级联型拓扑结构。
本文又对级联型多电平的控制策略进行了初探。
最后，本文提出一种改进型级联多电平变换器，并对其进行了简要分析。
【关键字】级联多电平控制方法
Cascademulti-levelconverteranditscontrolmethod
（,CollegeofElectricalEngineering,ZhejiangUniversity）
Abstract:
Thisarticledescribesthegeneralcompositionofthecascademulti-levelconverter,andconstitutestheprincipleofapreliminarydiscussion.Italsoproposesanewcascadetopologyandcascadedmulti-levelcontrolstrategy.Finally,thispaperpresentsanimprovedcascadedmultilevelconverterandmakesabriefanalysis.
Keywords:
cascade,controlstrategy,multi-level
1.多电平变换器
多电平变换器技术是一种通过改进变换器自身拓扑结构来实现高压大功率输出的新型变换器，它无需升降压变压器和均压电路。
在实现大功率变换的几种解决方案中，多电平变换器之所以受到研究者们的青睐，是因为它具有以下一些突出优点：
（1）每个功率器件仅承受X／（n-1）的母线电压（n为电乎数），所以可以用低耐压的器件实现高压大功率输出，且无需动态均压电路；
（2）电平数的增加，改善了输出电压波形，减小了输出电压波形畸变（nID）；
（3）可以以较低的开关频率获得和高开关频率下两电平变换器相同的输出电压波形，因而开关损耗小，效率高；
（4）由于电平数的增加，在相同的直流母线电压条件下，较之两电平变换器，dr／dr应力大为减少，在高压大电机驱动中，有效防止电机转子绕组绝缘击穿，同时改善了装置的EMI特性
（5）无需输出变压器，大大地减小了系统的体积和损耗。
相对于其他的高压大功率变换电路，多电平变换器技术由于具有了以上优点，受到了越来越广泛的关注、研究和应用。
2.联型多电平变换器的一般构成方法
2.1研究方法的意义
级联型多电平变换器属于积木式的结构，因此在各种形式的级联型多电平变换器中必定存在一般性的构成方式，而且根据这些构成方式及构成原则可以构造出更多形式的级联型多电平变换器。
为了研究级联型多电平变换器构成方式和构成原则，本文首先按照模块单元的结构形式对级联型多电平变换器进行分类，以输出最大电平数为目标，深入分析级联型多电平变换器中最大输出电平数与波形质量、直流电压等级、模块单元数量等多个元素之间的关系，总结出构造一个级联型多电平变换器时需考虑的多方面因素，并进行仿真和实验研究，从而验证了这些指导原则的合理性和可行性。
级联型多电平变换器构成方式的研究和构成原则的提出有利于发展级联型多电平变换器的结构多样性，积极推动级联型多电平变换器的应用。
2.2级联基本原理
单相级联型多电平变换器的基本结构如图1所示，其中全桥电路是最普遍最简单的模块单元结构，每个模块单元的结构可以相同也可以不同。
本文将前者称为相同单元级联型多电平变换器,后者称为不同单元级联型多电平变换器。
其中每个模块单元的输入直流电压即直流电源电压为vdci
相应的最大输出电平数为
2.3相同单元的级联型多电平变换器
模块单元个数与最大输出电平数之间的关系根据表1当各模块单元的输入直流电压相等时得到的输出电平数为最小值
2.4不同单元的级联型多电平变换器
如果直流电源的数量有限,为了得到更多的输出电平数，可以采用由不同单元组成的级联型多电平变换器。
模块单元的形式既可以是全桥结构也可以是二极管钳位型或飞跨电容型。
为了保证不同单元的级联型多电平变换器能够输出连续PWM，电平同样可以采用复合调制方法，即对低压单元进行高频PWM控制，对高压单元进行低频方波控制。
因此，不同单元的级联型多电平变换器应至少包含一个全桥单元，而且全桥单元的输入电压必须最低
在最大输出电平数相同的情况下,将不同单元级联型多电平变换器与一个全桥单元级联多电平变换器进行比较,比较结果见表2。
虽然不同单元级联型多电平变换器的直流电源数量减少了,但需要的开关器件数量不变，而且增加了钳位二极管和钳位电容。
3.级联型多电平变换器的构成原则
综合上述分析，可以得到级联型多电平变换器的构成原则：
（1）输出电平数越多输出波形的谐波畸变越小，波形质量越好。
当级联型多电平变换器的最大输出电平数足够大时，输出电压可以不经处理直接使用。
但实际应用时不应一味追求电平数的增加以免增加系统的复杂性和成本。
如果输出电压的波形质量不能满足要求可以采用一个低通滤波器消除高次谐波。
（2）在相同单元级联型多电平变换器中改变模块单元的输入直流电压比可以得到不同的最大
输出电平数M。
例如在三单元的全桥单元级联型多电平变换器N=3中若直流电压比为1：
1：
1则M=7若直流电压比为1：
2：
6则M=19
（3）在最大输出电平数M一定的情况下可以选择不同的串联模块数量。
例如在全桥单元级联型多电平变换器中设M=19，能够实现M=19的最小模块单元数量为Nmin=3，此时直流电压比为12：
6。
模块单元3所承受的电压等级是模块单元1的6倍。
设计时需要考虑高压单元中的功率器件的耐压能力与性能价格比以及直流电源的输出功率能力。
能够实现M=19的最大模块单元数量Nmax=9。
各模块的直流电压值相等，但功率器件的数量和直流电源数大大增加控制系统非常复杂。
若选取N=4根据表1其中一种直流电压比为12：
3：
3。
这时级联型多电平变换器的拓扑结构不太复杂而且各个直流电源的等级差别不会太大。
4.级联型多电平变化器的控制策略
4.1三种应用于级联型多电平变换器的控制方法
4.1.移幅PWM法
消谐波PWM法的原理是电路的每相使用一个正弦调制波与几个三角波进行比较。
例如对于一个N电平的变换器，每相采用N-1个具有相同频率和相同峰-峰值的三角波与一个频率为fm，幅值为Am的正弦波相比较，在正弦波与三角波相交的时刻，如果正弦波的幅值大于某个三角波的幅值，则开通相应的开关器件.反之，则关断该器件。
为了使三角载波所占的区域是连续的，它们在空间上是紧密相连且整个载波集对称分布于零参考的正负两侧。
对于一个N电平的变换器，幅值调制比和频率调制比定义如下：
图2SHPWM原理
4.1.2移向PWM调制
三角载波移相法是一种专门用于级联型多电平变换器的方法。
这种控制方法与移幅方法不同，每个模块的信号都是由一个三角载波和一个正弦波比较产生，所有模块的正弦波都相同，但每个模块的三角载波与它相邻模块的三角载波之间有一个相移，这一相移使得各模块所产生的，脉冲在相位上错开，从而使各模块最终迭加输出的波的等效开关频率提高到原来的K倍，因此可在不提高开关频率的条件下，大大减小输出谐波。
图3PSPWM原理
4.1.3开关频率优化PWM法
开关频率优化法是另一种三角载波PWM方法，这种方法与SHPWM法类似，它们的载波要求相同，但前者的正弦调制波中注入了零序分量，对于一个三相系统，这个零序分量是三相正弦波瞬态最大值和最小值的平均值，所以SFOPWM法的调制波是通常的三相正弦波减去零序分量后所得到的波形，零序分量和三相调制波的计算公式为
上面的算法既可用数字实现又可用模拟电路实现，其中模拟电路的实现可通过一个三相整流桥电路很容易地完成零序分量的求取。
该方法的原理如图4所示。
值得一提的是，从这种方法的原理很容易理解，该方法只可用于三相系统，因为注入的零序分量在单相系统中无法相互抵消，从而在输出波形中存在三次谐波，而在三相系统中就不存在这种情况，这一点将在后面的仿真结果中清晰体现。
图4SFOPWM原理
4.2新的SHPWM功率均衡控制策略
SHPWM调制法的原理与阶梯波调制法类似，都是根据输出1舛周期对称波形目标求出开关角。
由于SHEPWM的开关频率是基频的若干倍，如图7所示，这样其输出电压谐波含量较小。
由图5可知，Hl、H2和H3的输出有功功率分别正比于cosA1、（cosA2-cosA3+cosA4）和（cosA5-cosoA6+cosA7-cosA8），因此各个H桥单元输出功率不均衡。
图5SHPWM调制示意图
同样可以采用互换开关角的方法去均衡各个H桥单元的功率，如图6所示。
H2的输出电压波形保持不变，将HI和H3的开关角以1／4周期为单位互换。
从图8和式（10）可知，H1和H3的输出有功功率都正比于（cosA1+cos15-cos16+cosA7-cosA8），H2的输出有功功率正比于2（cosA2—cosA3+cosA4）。
图6新的SHPWM功率均衡控制策略图
使3个H桥单元的功率均衡，RfH31，则得到三单元七电平SHEPWM功率均衡控制的约束方程为
cosA1+cosA5-cosA6+cosa7-cosA8=2（cosA2-cosA3+cosA4）
所以对于m单元SHEPWM调制来说，要在一个周期内达到功率均衡，要将第i个单元与第（m-i+1）单元以1／4周期为单位互换开关角，其中i=1….m。
各个H桥单元的输出有功功率为
如果使各个H桥单元的功率均衡，则得到m单元N电平SHEPWM功率均衡控制的约束方程为:
同阶梯波调制一样，需要增加（k一1）个约束方程，同时减少（k一1）个消谐波方程，但由于SHEPWM法的开关角自由度比阶梯波调制法的要多，因此减少消谐波方程对THD增加的影响会更小，且可以保证各个H桥单元的歼关次数基本一致。
5.一种改进型级联拓扑结构
2-H/3-H级联型拓扑的结构如图7所示，它是由1个两电平H-桥单元和1个飞跨电容型三电平H-桥单元级联构成。
当2个单元的直流电压按照最大扩展原则来确定时，可获得最大电平数的输出。
最大扩展原则如下所述。
对于由m个单元级联构成的多电平变换器若每个单元能输出的最大电平数为nj那么当各个单元的直流电压按下式设置时，可得到最大电平数的输出n
图72-H/3-H级联拓扑结构
当2个单元均为2-H桥时级联构成的拓扑即为传统级联型多电平变换器拓扑结构。
这2个单元输出的最大电平数均为3。
利用最大扩展原则当Vdc2/Vdc1=1/3时可得到最大电平数的输出n=3*3=9。
在混合多电平变换器结构研究的基础上，为了得到更大电平数的输出，最近有些文献把混合多电平变换器各个单元的直流电压比由1:
2:
4:
8……改为1:
3:
9……这只是针对该特定的拓扑结构给出的结论，可看作是利用最大扩展原则的一个特例。
而利用最大扩展原则确定各个单元的直流电压比，可以很容易得到最大电平数的输出。
Tab.2Outputvoltage-levelstatusof
2H-3Hcascadedmultilevelconverter
在级联拓扑一般设计思路的指导下，改进级联型多电平变换器拓扑在得到相同电平数输出的情况下，比传统级联型拓扑需要较少数量的H-桥单元。
因此，会节省大量的开关器件和独立电压源，从而简化电路，降低成本。
并且，通过采用合适的调制方法，输出电压的谐波含量会大大小于传统级联型拓扑的谐波含量。
此为改进型变换器的一大优势。
参考资料：
“级联型多电平变换器PWM控制方法的仿真研究”
吴洪洋中国电机工程学报2001.8第21卷
“多电平变换器PWM控制方法的研究”
辛想山东大学硕士学位论文
“新型电压型逆变器拓扑和PWM控制方法”
孙醒涛电工技术学报2008.7第23卷
“多电平变换器最优WPM调制”
宁静西北工业大学硕士学位论文
“多电平逆变器的功率均衡控制策略”
孙宜峰中国电机工程学报2006.2第26卷
“多电平变换器的一般构成方式研究”
丘东元电工技术学报2005.3第20卷
“多电平变换器及其相关技术研究”
吴洪洋浙江大学博士学位论文
“一种新型级联型多电平变换器拓扑”
陈阿莲中国电机工程学报2003.11第23卷
《大功率变频器及交流传动》
BINWU机械工业出版社
《逆变技术基础与应用》
曲学基电子工业出版社
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