数字基带传输系统文档格式.docx
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二、数字基带信号码型设计原则
传输码型的选择，主要考虑以下几点：
（1）码型中低频、高频分量尽量少；
（2）码型中应包含定时信息，以便定时提取；
（3）码型变换设备要简单可靠；
（4）码型具有一定检错能力，若传输码型有一定的规律性，则就可根据这一规律性来检测传输质量，以便做到自动监测
（5）编码方案对发送消息类型不应有任何限制，适合于所有的二进制信号。
这种与信源的统计特性无
关的特性称为对信源具有透明性；
（6）低误码增殖；
（7）高的编码效率。
三、常用二元码型
（1）
单极性二进制：
不归零（NRZ）；
归零（RZ）
1001101
（2）双极性二进制：
不归零；
归零
（4）多值波形
00
01
10
11
+3E
+E
-E
-3E
0111001001
四、三元码
（一）、AMI码：
码即传号交替反转码。
1、编码规则:
消息代码中的消息代码中的例如:
0传输码中的0
1传输码中的+1、-1交替
消息代码:
1010100010111
AMI码:
+10-10+1000-10+1-1+12、AMI码的特点:
（1）由AMI码确定的基带信号中正负脉冲交替，而0电位保持不变;
所以由AMI码确定的基带信号无直流分量，且只有很小的低频分量;
（2）不易提取定时信号，由于它可能出现长的连0串。
3、解码规则从收到的符号序列中将所有的-1变换成+1后，就可以得到原消息代码。
（二）HDB3码
HDB3码即三阶高密度双极性码。
（1）先将消息代码变换成AMI码，若AMI码中连0的个数小于4,此时的AMI码就是HDB3码;
（2）若AMI码中连0的个数大于4,则将每4个连0小段的第4个0变换成与前一个非0符号（+1或-1）同极性的符号,用V表示（+1+V,-1-V）;
（3）为了不破坏极性交替反转，当相邻V符号之间有偶数个非0符号时，再将该小段的第1个0变换成＋B或-B,B符号的极性与前一非符号的相反，并让后面的非零符号从V符号开始再交替变化。
例如:
100001000011000011
+10000-10000+1-10000+1-1
HDB3码：
+1000+V-1000-V+1-1+V00+V-1+1
2、HDB3码的特点:
（1）由HDB3码确定的基带信号无直流分量，且只有很小的低频分量;
（2）HDB3中连0串的数目至多为3个，易于提取定时信号。
（3）编码规则复杂，但译码较简单。
3、解码规则
（1）从收到的符号序列中找到破坏极性交替的点V，可以断定V符号及其前面的3个符号必是连0符号，
从而恢复4个连码;
（2）再将所有的-1变换成+1后，就可以得到原消息代码。
6.2数字基带信号的功率谱设一个二进制的随机脉冲序列如图6-2-1所示。
我们用g1（t）表示二进制符号1,g0（t）表示二进制符号
0,码元宽度为Ts。
需要注意的是，图6-2-1中虽然把g1（t）、g0（t）都画成了高度不同的三角形脉冲，但实际上g1（t）和g0（t）可以是任意的脉冲。
图6-2-1任意随机脉冲序列示意波形基带二进制信号g（t）的一般表达式为
g1（tnTs），以概率p出现
g（t）g2（tnTs），以概率（1p）出现
下面我们来求基带信号g（t）的功率谱密度p（f）因为基带信号g（t）为功率信号，其能量为无穷，所以不存在傅氏变换，我们根据功率谱密度的定义来求基带信号g（t）的功率谱密度p（f）。
截取g（t）的一段gT（t），设截短时间为T=（2N+1）Ts，则有
TgT（t）0g，（t其），他tT2
N
则,gT（t）[pg1（tnTs）（1p）g2（tnTs）]
nN
令gT（t）GT（w）,，则根据功率谱密度的定义，基带信号g（t）的功率谱密度P（f）为
、基带信号的传输过程
将发送滤波器、信道以及接收滤波器结合在一起看成基带形成滤波器，则起传输函数为：
S（w）T（w）C（w）R（w）,h（t）1S（）ejtd,则滤波器的输出波形为
2
s（t）anhT（tnTs）nC（t），
n
对s（t）进行抽样就可以确定ak的值，再生判决电路的抽样时刻一般是在kTst0，则在该时刻的值为：
s（kTst0）anhT（kTst0nTs）nC（kTsto）anh（t0）ahT[（kn）Tst0]nC（kTst0）
nnk
上式右边第二项是接收信号中除地k个以外所有基本波形在此时刻上的总和，该值称为码间干扰。
判决规则，假定判决门限为V
则，s（kTst0）V,则判为“1”；
s（kTst0）V,则判为“0”；
三、无码间串扰的传输特性
s（kTs）anh（0）nC（kTs）
1，t0
也就意味着，h（t）0,其他
1jt
S（w）T（w）C（w）R（w）,h（t）S（）ejtd,
2若把积分区间分成若干小段，每段的长度为2П/T，则有
1（2n1）/TjkT
h（kT）1（（22nn11））//TTS（）ejkTd
/TS（
/T
2n）ejkTdT
S（w2Tn）T,TT,该条件即为奈奎斯特第一准则
物理意义：
基带系统的传输特性沿轴平移再相加起来，在区间
叠加的结果为一条水平直线，即为一固定数值。
四、无码间串扰的传输波形
（一）理想低通信号
0,T
S（）
T
1,T
t
h（t）Sa（T）
若发送码元间隔为T，则接受端在t=nT时抽样就能达到无码间干扰。
频带利用率
码元传输速率
传输带宽
Rs
B
故该理想低通系统的最
高频带利用率为2B/Hz
其中，系统的频率宽度
1/2T称为奈奎斯特带宽，
T为奈奎斯特间隔。
二）升余弦滚降信号
理想低通传输特性是我们所追求的网络特性，它不仅消除码间干扰，而且能够达到性能极限，然而它是非物理可实现的。
由网络理论可知，若对理想低通的锐截止特性进行适当?
quot;
圆滑"
（通常称为滚降），即把锐截止变成缓慢截止，这样的滤波器就是物理可实现的。
滚降系数定义：
此时H（f）的带宽为B=fH+fr。
α的数值大小，表示滤波器截止特性的"
圆滑"
程度,即过渡带的大小,如图5.5-4所示。
问题：
这样的滤波特性是否仍然具有无码间干扰的输出响应？
结论：
可以证明，滚降特性可以看成是理想低通和另一具有传递函数为Y（f）的网络所合成，如图5.5-4所示。
只要Y（f）有对fH呈奇对称振幅特性则由Y（f）和理想低通合成的H（f）就一定具有无码间干扰的输出响应，其条件仍是以1/2fH秒的间隔输入激励脉冲。
此时的频带利用率为
我们也可以发现：
当Y（f）关于fH奇对称时,则H（f）叠加后为非理想低通传输特性。
我们将这种特性称为等效理想低通特性。
目前常用的滚降特性有两种：
（1）直线滚降和余弦（正弦）滚降。
[Y（f）为直线特性或余弦特性];
（2）余弦（或正弦）滚降。
例题：
余弦滚降（即升余弦特性）
求：
（1）H（ω）是否符合滚降条件？
（2）H（ω）的滚降系数；
（3）无码间干扰传输时，码元最高传输速度。
解：
（1）H（ω）的波形如图5.5-5所示。
满足等效低通特性，所以符合滚降条件。
显然，余弦滚降的时域信号不仅满足无码间干扰的条件，而且“拖尾”衰减要快于理想低通的，但是其频带利用率低于理想低通。
本节主要围绕码间干扰进行了讨论,要求掌握:
（1）码间干扰的产生机理（基带传输特性不理想）;
（2）如何消除码间干扰;
将基带系统设计成理想低通或等效理想低通的形式,且码元速率为带宽或等效带宽的二倍。
（3）给出基带传输特性,判断是否存在码间干扰。
6.4部分响应基带传输系统一、问题的提出
总结：
根据前面的讨论已知,为了消除码间干扰，?
必须将基带系统的总传输特性H（ω）设计成理想低通特性或者等效理想低通的形式。
（1）理想低通，冲激响应为sinx/x形状。
?
优点:
能达到理论上的极限传输速率２波特/赫。
缺点:
它是非物理可实现的。
为了克服这个缺点，于是又提出了等效理想低通。
（2）等效理想低通特性优点:
物理可实现。
缺点:
传输效率低,不能达到极限频率传输速率。
问题：
能否找到一种频带利用率既高，又物理可实现的传输函数呢？
答案：
部分响应系统！
部分响应系统的出发点与前面的考虑完全相反，它不是千方百计地消除码间干扰，而是有意识的利用码间干扰，使传输速率达到极限。
奈奎斯特第二准则：
有控制地在某些码元的抽样时刻引入码间干扰，而在其余码元的抽样时刻无码间干扰，那么就能使频带利用率提高到理论上的最大值，同时可以降低对定时精度的要求。
通常把这种波形称为部分响应波形。
利用部分响应波形进行信息传送的基带传输系统称为部分响应系统。
二、第一类部分响应
让两个时间间隔为T的sinx/x波形相加,?
如图所示,?
相加后的波形为p（t）
其中Sa（x）=sinx/x。
该波形即为第一类部分响应的波形。
若式中fH为奈奎斯特频带，码元间隔为T，则合成波形为：
g（t）波形的有以下特点：
若取样点选在被形成波形的顶部（峰值点）,将出现码间干扰,（?
前后码元在本码元的峰值点不为０）；
但是，如果抽样判决时刻并不选在最大值点处，而是选在符号的过渡点上如t=0,?
那么除了前一相邻码元对判决有影响外,?
其它码元在此都没有影响。
这时,发送码元的间隔仍为T。
T＝1/2fH,即信号仍以奈氏速率进行传输（仍能达到极限传输速率）。
对于码元a0，取样时刻定在0，那么判决值实际上是前一码元与本码元的和，即
当an为二进制码元时，状态为0和1，此时ck的输出有三种状态0，1和2。
显然，在判决时，若已知ak-1,从ck中减去ak-1，即得ak。
出现的问题：
错误传播。
虽然这种判决方法在理论上是可行的,?
但只要中途的一个码元发生错误,错误将会传播,相继影响以后的码元。
这在应用中受到了限制。
克服方法：
预编码。
如果对输入传输系统的原始信息进行预编码，然后再把编码后的码元经过该系统传输，不但可以避免错误传播，还能使接收系统比较简单。
三、解决过渡点判决的问题──预编码
仍以二进制传输系统为例说明预编码的规则。
设：
输入二进制码元序列为{ak},
1、预编码规则
bkakbk1
这种编码方式称为差分编码,即将绝对码变为相对码。
bk经过第一类部分响应系统传输后，再判决；
ckbkbk1，称此为相关编码。
2、译码从接收端接收判决到的ck中如何恢复ak?
根据第一类部分响应特性，有判决方法：
注意：
原始信号ak为二进制信号，仅有两个状态0，1；
经过预编码之后bk仍为二进制信号，仅有两个状态0，1；
但是经过系统传输、判决后ck却有3个状态0，1，2。
采用预编码不但可以消除差错传播，还可以使接收端比较简单，现以一个二进崐制传输系统为例来说明。
例{an）＝11001001100110⋯
{bn}＝010001110111011⋯
{cn}＝11001221122112⋯
{an}＝11001001100110⋯
3、预编码的优点
（1）避免了差错传播
（2）具有一定的检错能力。
原因：
{ck}有一定的规律性：
（1）当ak相邻的两个0之间1的个数为奇数时，ck一定取不同的电平；
（2）当ak相邻的两个0之间1的个数为偶数时，ck一定取相同的电平；
四、部分响应系统的推广
Ts的
现在我们把上述例子推广到一般的部分响应系统中去。
第一类部分响应系统是将两个时间间隔为Sa（x）相加；
推广到N个时间间隔为T的Sa（x）相加；
有
g（t）R1Sa（Tt）R2Sa[T（tT）]R3Sa[T（t2T）]RNSa[T（t（N1）T）]
其中R1、R2,⋯,RN为n个冲激响应波形的加权系数，其取值可为正、负整数（包括取０值）。
可得p（t）的频谱函数G（ω）为
P（ω）在频域（-π/Ts，π/Ts）内才有非零值。
根据加权系数Rm（m=1,2,⋯,N）的取值不同，将会有不同的相关编码形式。
若社输入序列为bk,则
显然，ck的电平值的数量依赖于bk的进制数L和Rm（m=1,2,⋯,N）的取值，一般情况下，ck的电平数量将超过bk的进制数。
为了能够从ck中得到消息信号ak，在系统的发送端要进行预编码过程，
根据公式（5.6-14）,完成对信息码ak进行预编码的过程。
在接收端，对判决输出的ck进行模L处理，即可得到消息信号ak。
此时不存在错误传播问题,而且接收端的译码也十分简单。
6.5无码间干扰基带传输系统的抗噪性能前一节中讨论了无噪声影响时能够消除码间干扰的基带传输特性。
本节中，我们讨论无码间干扰的基带
传输系统叠加噪声后的抗噪声性能。
基带传输系统在无码间干扰又无噪声的情况下，通过抽样判决电路就能够没有差错地恢复出原始的基带信号。
但是当存在加性噪声时，即使无码间干扰，判决电路也不能够保证无差错地恢复出原始的基带信号。
图6-5-1分别给出了无噪声及有噪声时判决电路的输入波形。
图6-5-1无噪声时判决电路的输入波形
此时的判决门限为0电平，抽样判决规则为：
抽样值大于0电平时，判为"
1"
;
抽样值小于0电平时，判为"
0"
。
从图中可以看出，无噪声时能够恢复出原发送的基带信号，有噪声时就可能出现判决错误。
、二元码无码间干扰的传输过程
基带脉冲{an}经成形网络后的接收波形r（t）=s（t）+n（t）；
再生判决器将r（t）进行抽样判决：
若，发送的为单极性不归零码，且用其幅度0、A分别表示信码0、1。
则抽样值
r（kT）=A+n（kT）或r（kT）=n（kT）
当判决门限为d时，则有：
r（kT）≥d时判为“1”，反之则判为“0”。
最佳判决门限电平：
总误码率最小的判决门限电平。
、二元码的误比特率
p（n）1en2/（22）,其中均值为0，均方值为2
噪声n（t）的幅度概率密度函数为：
2
对于单极性信号，在一个码元时间内，抽样判决器输入端的波形：
An（t）,发“1”码r（t）n（t），发“0”码
1（rA）2/（22）p1（r）e
因此当发送幅度为A时，混合波形的幅度赶率密度函数为：
当发送幅度为0时，混合波形的幅度赶率密度函数为：
其概率密度函数如图：
判决门限为d。
设0码误判为1码的概率为Pb0,1码误判为0码的概率为Pb1;
则：
dPb
1er2/（22）dr
判决门限的确定：
b0，且认为1、0等概，因此d=A/2.故pbddb
dA
PbQ（d）Q（A）
三、单极性NRZ码
信号功率S=A2/2；
噪声功率N=2；
信噪比SA2，故误比特率
N22
四、双极性NRZ码
PbQ（A）Q（S）
2N
6.6眼图在实际信道中，传输特性总是偏离理想情况。
特别是信道特性不完全确定时，得不到定量分析方法。
在实际工作中，常用示波器来观察接收信号波形以判决系统的传输质量，其方法是把示波器的扫描周期调整到码元间隔T的整数倍。
在这种情况下，示波器荧光屏上就能显示出一种由多个随机码元波形所共同形成的稳定图形，类似于人眼，因此称为眼图。
图6-6-1所示即为二电平数据信号的眼图。
图中示波器的扫描周期调整到4T，因此显示图象似睁开的
四只眼。
当示波器的扫描频率与信号速率同步，又不存在码间干扰和噪声时，利用示波器的余辉作用，每
次重叠上去的迹线和原来的完全重合，示波器上的迹线很细，很清晰。
对于多电平信号，其眼图将是若干排平行的眼孔。
当传输存在码间干扰和噪声时，每次迹线将不能完全重合，因而在示波器上的迹线将加宽，从而使眼孔变小，说明传输质量下降。
图6-6-1眼图示意为了分析符号间干扰和噪声对传输质量的影响，将眼图模型化，并指出它与系统性能的关系，如图6-6-2所示：
图6-6-2眼图模型从图中得到以下的分析：
1.对接收波形的最佳取样时刻应出现在眼的最张开处；
2.眼孔随取样时刻变化而改变其闭合的程度，表示系统对定时误差的灵敏度，也就是眼图上边（或下边）的两条人字形斜线收得越拢，灵敏度越高，对系统的影响越大；
3.噪声边际或噪声容限是由取样时刻（不一定是最佳时刻）距离判决门限最近的迹线到判决门限的距离所决定；
4.有些接收机的定时标准是从通过判决门限点的平均位置决定的，这时过判决门限点的失真越大，对定时标准的提取越不利；
5.眼图上、下横区中较高的高度代表最佳取样时刻的信号失真。
通过上述五个方面，可以掌握传输的基本质量。
6.7均衡
一、均衡的基本概念及分类
在基带传输中，除了噪声，符号间干扰是影响传输质量的主要因素。
尽管在设计系统形成滤波器时是按照奈氏第一准则的要求，但是，在实际通信时，总的传输特性将会偏离理想特性，这就会引起符号间干扰，要克服这种偏离采用均衡。
均衡器又分为频域均衡器和时域均衡器。
1、均衡概念：
对系统中的线性失真进行校正的过程称为均衡。
2、线性失真:
包括以下两个方面：
（1）、振幅频率失真（衰减失真）
（2）、相位失真（群迟延失真）这些失真的主要危害是引起波形的畸变从而产生码间干扰。
频域均衡的思路：
是利用幅度均衡器和相位均衡器来补偿传输系统的幅频和相频特性的不理想性，以达到所要求的理想形成波形，从而消除符号间干扰，是以保持形成波形的不失真为出发点的；
时域均衡的思路：
是根据大多数高、中速数据传输设备的判决可靠性，都是建立在消除取样点的符号间干扰的基础上，并不要求传输波形的所有细节都与奈氏准则所要求的理想波形一致，利用接收波形本身来进行补偿，消除取样点的符号间干扰，提高判决的可靠性。
消除判决时刻的码间干扰。
时域均衡是对信号在时域上进行处理，较之频域均衡更为直接和直观。
本节主要讨论时域均衡的基本原理。
二、时域均衡的基本原理
目前时域均衡的常用方法是在基带信号接收滤波器R（w）之后插入一个横向滤波器，它由一条带抽头的延时线构成。
抽头间隔等于码元周期，每个抽头的延时信号经加权后送入一个相加电路后输出。
如图6-7-1所示。
每个抽头的加权系数是可调的。
图6-7-1横向滤波器
图中：
Ts表示一个满足无畸变条件的迟延线，且等于码元间隔,即在整个频率轴上的传递函数为一常
数。
○表示一个增益或衰减元件，从C-N到CN有（2N+1）个，每个这样的元件就叫做一个抽头，每个抽头的增益或衰减可以根据需要进行调节。
来自2N+1个抽头的信号相加之后输出为y（t）。
插入横向滤波器前的基带系统如图所示，假设其总的传输特性S（w）不满足奈奎斯特第一准则，即存在
一定的码间干扰。
如果在接收滤波器R（w）之后插入一个横向滤波器，其冲激响应为
式中，取决于，则理论上可以消除码间干扰。
（证明）
图6-7-2基带系统模型
不再是理想的形成
表示的取样
是经过发、收最佳滤波和信道的形成波形。
由于信道特性的不理想，使得
波形，它在各奈氏取样的取值不再是零。
如果以表示的取样值，那么表示本符号（码元）的样值，
值。
而（式中的“＇”号表示不包含这一项）就表示码间干扰。
现分析横截滤波器的输出。
根据线性系统的原理，很容易得出它的输出为：
对于时的取样值可简写成
时域均衡的目标：
调整各增益加权系数使得除外在奈氏各取样点上的值均为零，即
，这就消除了码间干扰。
三、均衡效果的评价
以上分
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