全桥移相控制技术精.docx

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全桥移相控制技术精

全桥移相控制技术的重大进步

LTC3722-1/-2相移式PWM控制器提供了全桥零电压开关（ZVS）能做高效率转换的全部控制功能。

自适应方式的ZVS电路延迟功能将开启信号提供给每个MOSFET以克服各个元件的偏差，手动设置延迟的方式，可使二次侧同步整流的驱动信号直接做到开启延迟。

LTC3722-1/-2的特色还在于调节同步整流时序，以便达到最佳效率。

UVLO调节输入电压加上后，使系统有精确的开启及关断电压。

LTC3722-1为峰值电流型控制方式，可准确调节斜率补偿及前沿削隐。

LTC3722-2采用电压型控制并具备电压前馈功能。

此外，两款IC还有极低的起动电流及工作电流。

都有完整的保护功能，并采用24Pin的表面贴装式外型结构。

各引脚功能说明如下：

（3722-1/-2）

SYN.（1Pin）振荡器的同步输入及输出功能端.同步输入的阈值为1.9V。

同时与CMOS及TTL逻辑兼容，此端接一支5.1K电阻到地。

DPRG.（2Pin）对不履行ZVS传输延迟时进行调节，接一电阻到VREF以便设置输出端A.B.C.D的最大开启延迟，其正常电压为2V。

RAMP.（NA/Pin2）对LTC3722-2输入到相位调制比较器，RAMP上的电压内部电平移到650mV。

CS（3Pin）对LTC3722-1，逐个电流脉冲过流限制比较器输入，斜率补偿电路的输出，通常为300mV阈值，超过650mV时动作。

COMP（Pin4）误差放大器的输出，倒相输入进到相位调制器。

RLEB（Pin5/NA）前沿消隐的定时电阻，用一个10K到100K电阻调节可以从40ns到310ns的电流检测信号的前沿消隐。

推荐采用一个±1％电阻，LTC3722-2则有固定消隐时间，大约80ns。

FB（6pin）误差放大器反相输入端，这里为LTC3722的反馈电压输入，通常为1.204V.

SS（7Pin）软起动（重启延迟）电路的定时电容，从SS到GND接一支电容，给一斜波（LTC3722-1）或一占空比。

（LTC3722-2），在过载条件下，SS放电到地，然后重新起动。

NC（8Pin）空脚，接到GND。

PDLY（9Pin）被动臂的延迟电路输入，PDLY通过一分压器接到桥的左腿，（自适应ZVS型）而在固定ZVS型，在PDLY上有0~2.5V之间的电压，给被动腿调节固定的ZVS延迟时间。

SBUS.（10Pin）线路电压检测输入，SBUS接到主直流电压反馈，采用一分压器，用于自适应ZVS控制，电压分压器设计成产生1.5V于SBUS上，如果SBUS接到VREF，则LTC3722-1/-2成为固定ZVS延迟型。

ADLY（11Pin）主动臂的延迟电路输入，ADLY通过一分压器接到右腿，（自

适应ZVS型）。

而在固定ZVS型，在ADLY上有0~2.5V之间的电压，调节固定的ZVS延迟时间给主动腿的传输。

UVLO.（12Pin）调节系统开启及关断的输入电压值，正常情况UVLO的阈值为5V。

UVLO接到主DC输入系统，通过一分压器执行。

当UVLO的阈值超出时，LTC3722的软启动开始，一个10uA电流去调节系统的滞留电压量，系统的工作窗口的水平可以用改变电阻分压器来调节。

SPRG（13Pin）接电阻到GND，来设置关断延迟时间给同步整流的驱动输出，正常工作时其电压约为2V。

VREF.（14Pin）5V基准输出，VREF可供出18mA电流给外电路，VREF要1uf电容做旁路耦合。

OUTF.（15Pin）与OUTB及OUTC一起给出50mA同步整流驱动。

OUTE（16Pin）与OUTA及OUTD一起给出50mA同步整流驱动。

OUTD（17Pin）给桥路主动腿（低边）50mA驱动信号。

Vcc（18Pin）电路供电电压输入，其为10.25V的并联式稳压器。

在Vcc电压达到足够高时，Vcc并联稳压器导出电流，欠压比较器阈值即超出，一旦Vcc并联稳压器开启，Vcc即能降到6V以上的维持工作。

OUTC（19Pin）给桥路主动臂（高边）供50mA驱动。

OUTB（20Pin）给桥路从动腿（低边）供50mA驱动。

OUTA（21Pin）给桥路从动臂（高边）供50mA驱动。

PGND（22Pin）LTC3722的功率地要接瓷介电容作旁路。

GND（23Pin）LTC3722的控制电路公共端，也要接旁路电容。

CT（24Pin）振荡器的定时电容，要选用低ESR的瓷介电容。

LTC3722的内部等效电路如图1所示。

图1LTC3722的内部等效电路

工作过程描述：

相移全桥PWM方式.

传统的全桥开关电源拓扑，最常用于大功率隔离式或脱线电源。

虽然它需要多加两个开关元件。

但其能输出更大功率，又有较高的效率，且变压器体积比单端方式的都小。

开关还有较小的电压及电流应力。

全桥变换器还提供固有的变压器磁芯自动复位及平衡。

因而可有最大占空比，进一步提高效率，而软开关的全桥，可进一步改善性能提高效率。

其开关波形如下面图3。

这种零电压开关（ZVS）技术展示出寄生元件在做成软开关模式中所产生的作用。

LTC3722-1/-2控制的相移式PWM控制器，提供了更强的功能，以便简化设计，达到ZVS软开关的目的，主要特色有：

（1）真实的自适应及准确的ZVS方式，达到更高的效率和更高的占空比利用能力，减小或消除外部的调整。

（2）固定ZVS能力。

增强了对二次侧控制，简化了外部电路。

（3）内部产生驱动信号以调整二次侧的倍流同步整流。

（4）调节前沿消隐，防止不稳定状态，减少外部CS的滤波元件。

（5）可调斜率补偿，消除外部胶合电路。

（6）实现最佳的电流型控制，减小起动过冲，使系统从故障中迅速恢复。

（7）可方便调整系统的UVLO，达到准确的起动电压。

结果，LTC3722使ZVS的电路拓扑有了更广泛的应用，包括了在低压及中小功率场合的各种应用。

LTC3722控制器在IC外部用功率开关组成全桥结构，功率变压器的初级绕组接在桥的两个开关结点上。

在每个振荡周期，由功率开关使其分别接到输入电源的VIN和地，LTC3722反复地以振荡器频率的1/2控制开关，每次驱动占空比都少于50％，其交叉交越时间由LTC3722相位调制，外部的开关A和C需要高边驱动电路，低边的驱动给B和D，以及驱动二次侧的E和F以边界隔离，数据表中给出驱动元件的详细数据。

变压器的二次侧电压由变压器匝比给出，很象BUCK变换器，由二次方波整流滤波后得到稳定的直流电压。

开关传输

相移式全桥可以用下面四个工作状态来描述，关键是要了解ZVS状态怎样出现，要用细节描述。

变压器的每一个全周期都有两个清晰的周期传递功率到二次侧输出，及两个自由回转期，外部桥的两边都有不同的工作特性。

这对于设计在宽负载范围内都达到ZVS传输十分重要。

桥的左腿若作为被动腿，此时右腿可认做主动腿。

下面描述为何会有这些现象出现。

状态1（Powerpulse1）.传输功率

如图2所示，状态1开始，MA，MD及MF导通，而MB，MC及ME关断。

在MA，MD导通时，整个输入电压加到变压器初级绕组。

二次电压V1N/N加到电感L01左边。

且电流逐渐加大，在此周期内初级电流大约等于输出电感电流除以匝比，加上磁化电流。

在此状态结束时，MD关断，ME导通。

图2LTC3722的ZVS工作状态

状态2（主动过渡及自由运转）

MD关断后，相位调制比较器过渡。

在此间隔，MD上的电压开始上升，逐步到输入电压VIN。

变压器磁化电流及折回的输出电感电流参与此作用。

这是由于MC及MD输出电容Coss的上升斜率，吸收回路电容及变压器绕组间寄生电容，主动腿电平从地上升到VIN，其时间取决于负载电流，变压器磁能要大于电容能量。

即是1/2（LM+L1）IM>1/2*2*Coss*V1N2。

最坏情况出现在负载电流为零时，2

这个条件通常很容易满足，在传输期间磁化电流基本恒定。

由于磁化电感有正压加到其上，经历从低到高的期间。

由于腿由此电流源为主动驱动，因此称为主动或线性驱动。

当主动腿上的电压达到V1N时，MOSFETMC在ZVS状态下导通，初级电

流现在流过两支高边的MOSFET（MA和MC）。

变压器二次绕组在此时段内短路。

ME及MF也导通，如正向电流流过Lo1和Lo2一样长。

变压器初级电感也在短路状态，MA和MF在状态2结束时关断。

状态3（被动过渡阶段）

MA在振荡周期结束时关断，在此时，在MA/MB结点上的电压逐渐下降到GND。

驱动变压器的能量限于初级的漏感，加上串入的谐振电感，其通过电流为（Imeg+Iout/2N），磁化及输出电感没有贡献任何能量，由于其已经短路，有效地减少了可能出现的能量。

这就是主动及被动传输的主要区别。

如果储存在漏感及磁化电感中的能量大于电容能量,过渡阶段会成功地完成。

在此阶段增加的反转电压加到漏感及磁化电感，协助整个初级电流衰减。

电感能量于是谐振传至电容元件。

因此，被动或谐振期间，假设此阶段有足够的电感能量供给桥路腿到地。

所需时间大约为π*（LC/2）1/2。

当从动腿上的电压接近地电平时，MOSFETMB受令在ZVS状态下导通，在漏感及外串电感中的电流连续增加，但输出电感电流极性反转，改换了方向。

二次绕组正向偏置，新的功率脉冲开始过来。

电流反转所需时间减小了最大占空比的效应。

必须要考虑到变压器的匝比。

如果ZVS需要在整个加载范围，就需串入一个小电感放在初级被动腿回路中。

由于漏感通常没有足够的能量去保证ZVS在整个负载范围实现。

状态4（传输功率2）

在第二次功率传输期间。

在初级绕组中功率传输1的电流为正方向的话，则初级电流由折算到电感的输出电流及初级磁化电感电流组成。

在状态4结束时，MOSMC关断，又一个过渡过程开始，与状态2极为相似，但是方向相反。

图3LTC3722的工作波形图零电压开关（ZVS）

因需要无损开关传输能量，特别希望全桥MOSFET在ON状态时源漏电压为0，延迟开启结果会导致低效率。

它们会流过体二极管。

为此造成开启时为硬

开关状态。

为此要防止开启时的硬开关增加噪声及功耗。

LTC3722控制IC监视输入电压及两桥臂结点处的电压，当所希望的零电压条件达到时，即给出开关命令，这种直接检测技术提供了最佳的开启延迟时间，而不管输入电压的高低，也不管负载的大小，也不问元件的偏差，直接检测技术需要简单的分压器检测网络来执行。

如果没有足够的能量完整地交换使桥腿达到ZVS条件，LTC3722就自动地越过直接检测并强制过渡，越过或不执行的延迟时间由DPRG到VREF加一电阻来调节。

LTC3722接成自适应模式的延迟检测时采用监测三个点，即ADLY，PDLY和SBUS，ADLY及PDLY检测主动及被动延迟腿的电压，特别是如图4示出的分压点。

图4自适应延迟模式

PDLY及ADLY的阈值电压对上升及下降过程由总线电压SBUS设置，此电压的缓冲用于内部直接检测电路的阈值。

在正常V1N之下总线电压设在1.5V,由从VIN到地的两支分压电阻给出，使其正比于V1N。

LTC3722直接检测电路用了这个特性完成外接功率MOSFET的零电压开关，这只与输入电压有关。

ADLY和PDLY也通过两个分压器接至主动腰及从动腰处，低端电阻选为1KΩ。

上电阻由所需的正传输触发阈值给出。

为设置ADLY及PDLY的分压电阻，首先决定MOSFET开启时的源漏电压，有限的延迟出现在LTC3722控制器输出的过渡期间的间隔时间，功率MOSFET的开启由于MOSFET的开启延迟及外驱动电路延迟造成。

理想状态，我们让功率MOSFET开启在零电压跨过的间隔内完成。

用设置ADLY及PDLY合适的阈值电压使其跨过MOSFET电压为几伏时，这样LTC3722就能对抗零电压VDS和外驱动信号延迟来达到ZVS。

对抗总量可以剪裁成适应任