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PQ节点：
这类节点的有功功率P和无功功率Q是给定的，节点电压和相位（V，δ）是待求量。
通常变电所都是这一类型的节点。
由于没有发电设备，故其发电功率为零。
在一些情况下，系统中某些发电厂送出的功率在一定时间内为固定时，该发电厂也作为PQ节点，因此，电力系统中绝大多数节点属于这一类型。
PV节点：
这类节点的有功功率P和电压幅值V是给定的，节点的无功功率Q和电压相位δ是待求量，这类节点必须有足够的可调无功容量，用以维持给定的电压幅值，因而又称之为“电压控制节点”，一般是选择有一定无功储备的发电厂和安装有可调无功电源设备的变电所作为PV节点。
在电力系统中，这一类节点的数目很少。
平衡节点的电压幅值和相位是给定的，而其注入有功功率和无功功率是待求量。
平衡节点的A相电压相位是系统的相位基准，最后计算结果中的所有相位值都是以平衡节点的A相电压相位作为参考的，所以平衡节点在系统中只能有一个，且必须有一个，它对系统起到功率平衡的作用，可以向系统提供缺损的功率，也可以吸收系统中多余的功率。
从理论上讲，平衡节点代表与系统相连的无穷大系统，实际应用中，一般选取系统中的主调频发电厂为平衡节点比较合理，最后计算结果中的平衡节点功率就是此发电厂必须向系统提供的功率。
如果系统是与另一更大的电力系统S相连，则也可以选取这个连接点作为平衡节点，最后计算结果中的平衡节点功率就是系统S通过平衡节点向系统提供的功率。
另外如果系统是一独立系统且只有一个电源点，则必须选此电源点为平衡节点。
磁场
当施加外磁场于物质时，磁性物质的内部会被磁化，会出现很多微小的磁偶极子。
磁化强度估量物质被磁化的程度。
知道磁性物质的磁化强度，就可以计算出磁性物质本身产生的磁场。
创建磁场需要输入能量。
当磁场被湮灭时，这能量可以再回收利用，因此，这能量被视为储存于磁场。
磁滞现象
磁滞现象在铁磁性材料中是被广泛认知的。
是指在磁化和去磁过程中，铁磁质的磁化强度不仅依赖于外磁场强度，还依赖于原先磁化强度的现象。
对于晶粒取向电材料的一组B-H环路（BR
表示剩磁，而HC为矫顽力。
）
当外加磁场施加于铁磁质时，其原子的偶极子按照外加场自行排列。
即使当外加场被撤离，部分排列仍保持：
此时，该材料被磁化。
在该材料中，磁场强度（H）和磁感应强度（B）之间的关系是非线性的。
如果在增强场强条件下，此二者关系将呈曲线上升到某点，到达此点后，即使场强H继续增加，磁感应强度B也不再增加。
该情况被称为磁饱和（magneticsaturation）。
[1]
如果此时磁场线性降低，该线性关系将以另一条曲线返回到0场强的某点，该点的B将被初始曲线的磁感应强度量BR叫做剩磁感应强度或剩磁（remanentfluxdensity）[2]
相抵消。
如果绘制以外加磁场的全部强度的二者关系图，将为S形的回路。
S的中间厚度描述了磁滞量，该量与材料的矫顽力[3]
相关。
该现象的实际影响可为，例如，当通过磁芯的外加电流被撤离，由于残留磁场继续吸引电枢，而引起滞后从而延迟磁能的释放。
磁滞回路:
磁化矢量
（M），以磁场强度（H）为函数
对于一种特殊材料，该曲线会影响一个磁路的设计。
对于磁带和其他的磁媒介存储设备像硬盘也是有非常重要的影响作用。
在这些材料中，很显然一个磁极代表一个比特（bit），如北极代表1而南极代表0。
然而，更换该存储器从一个到另一个，此迟滞作用要求了解已存信息，因为所需的场强在每种情况下都会不同。
为了解决该问题，记录系统首先使用带偏移程序过速驱动整个系统到一个已知状态。
模拟电磁记录同样适用这种技术。
不同材料要求不同的偏移量，这就是为什么在大多数卡式录音带前端都有一个选择装置（写保护）。
为了最小化该影响和减小相关的能量损失，从而采用具有低矫顽力和低迟滞损失的铁磁性物质，例如坡莫合金（铁镍合金，透磁合金）[4]。
在很多应用中，由回路中不同点驱动产生的小的迟滞回路存在于B-H层中。
接近原点的各回路有一个较大的µ
（磁导率）[5]。
回路越小，其磁性形状越柔和。
一个特例就是，用一个降低的交流电场去磁化任何材料。
磁饱和
在一些磁性材料中可见，磁饱和是当一个增加的外加磁场场强H不能再进一步使材料磁化的状态，所以全部磁场的磁感应强度B拉平。
此为铁磁性材料的一种特性，例如铁、镍、钴、锰和它们的合金。
磁饱和在磁化曲线中（或称BH曲线，或磁滞曲线）可以清楚地观察到，为该曲线的弯曲向右的部分（见右图）。
当场强H增加，磁感应强度B渐近线地达到一个最大值，为该物质的饱和度。
技术上，饱和度以上，B仍继续增加，但此时的顺磁率为3个数量级，小于饱和度之下的铁磁性率。
磁场强度H和磁感应强度B的关系可以用磁导率表达：
μ=
B
/
H。
铁磁性材料的磁导率不是常量，但是相关于H。
对于饱和性的材料，磁导率随着H增加到最大值，然后当其到达饱和状态，反向向0减小。
不同的材料有着不同的饱和度。
例如，被用于变压器中的高导磁性铁合金在1.6-2.2特斯拉（T）饱和，然而亚铁盐在0.2-0.5T饱和。
某些非晶态金属合金金属玻璃仅在125毫特斯拉就达到饱和。
9种铁磁性材料表示磁饱和的磁化曲线。
1.钢板，2.硅板，3.钢铸件，4.钨钢，5.磁钢，6.铸铁，7.镍，8.钴，9.磁铁矿
影响和用途
磁饱和限制了铁磁芯磁铁和变压器能达到的最大磁场约为2T，即限定了它们上线圈的最小匝数。
这是原因之一，为何大功率电业变压器很大。
在电路中，当足够大以驱动其磁芯的电流通过而达到饱和时，变压器和带有铁磁芯的电感元件为非线性运作。
这意味着，它们的电感和其他特性随驱动电流而变化。
在线性电路中，该问题被考虑为与理想状态的不希望的偏离。
当交流电信号被提供，此非线性可以导致谐波和互调失真的产生。
为了避免该情况，提供给铁芯电感的信号等级必须被限定，以避免其达到饱和。
为了降低其影响，一空气隙在一些变压器芯中被建立。
另一方面，磁饱和在一些电子设备中被开发使用。
例如，被用于在弧焊中，用饱和变压器芯限制电流。
当原电流超过某一特定值时，该铁芯被推入其饱和区域，限制次级电流的进一步递增。
在更复杂的应用中，饱和铁芯感应器和磁放大器使用一个直流电通过一个分离的绕组来控制电感的阻抗。
在控制绕组中，变化的电流使该控制点在饱和曲线中上下移动，来控制通过电感的直流电。
以上被用于变化的萤光灯的镇流器中，和功率控制系统中。
问题补充：
三位都有提到功率越大，感应磁通越大的问题，可是我觉得，感应磁通并不会增加，原因是初级电流的增加会增加磁芯中的磁通，而次级电流则会减少磁芯中的磁通，所以两者相减后，磁芯中的磁通并未增加多少，当然漏磁的存在会导致磁通增加一些。
不知道这么理解有什么地方不对吗?
变压器的功率越大，用铜量、用铁量、用油量都大，损耗也大，发热也大。
当然体积就大啦！
1、铁心直径D与变压器容量成正比。
2、线圈的线径与电流的大小成正比。
3、变压器的损耗与容量成正比。
4、用油量与铁心、线圈的体积、绝缘水平、变压器本身的损耗成正比。
5、这不，变压器的容量越大，体积也随之而大了。
当然不是完全成正比的关系。
你想知道严格的公式推导，那有那么简单啊！
知道上面这些就可以了。
这里好热闹。
看来LZ是很认真的人。
我正对你的补充说几句，随着变压器容量的加大，其铁心中的磁通密度是不变的。
但磁通量随着铁心面积的增加而增加（铁心面积随容量增加而加大）。
这也就是磁能随着变压器容量的增加而增加的。
我再补充四点：
1、随变压器容量的增大，其单位容量的耗材是减少的。
2、随变压器容量的增大，其单位容量的损耗是下降的。
3、这也是变压器越做越大的主要原因。
4、你要的严密的推算过程，你可以去看一本书。
路长柏、朱英浩编的《电力变压器计算》的P15页“变压器增长定律”1990年黑龙江科学技术出版社你只有到图书馆去找了。
或者找老的变压器设计人员借阅了。
1功率越大，但是变压器铁芯内的磁通并不是成比例增加，由于有二次绕组产生反磁通的作用，铁芯内的磁通量增加不多；
2在同一电压等级下的变压器，功率越大，其绕组的导线越粗，形成的绕组就越大，加上功率越大需要变压器绕组间和绕组外的冷却油流越大，所以变压器的外形就越大；
3如果电压升高，由于铁芯内磁通量增加及绕组间绝缘空间（厚度）的增加，变压器的外形增大更加显著,这就是同样容量的变压器，500KV电压等级的要比220KV电压等级的大得多的原因
回答者：
qiankangmu
|
十级
2010-4-208:
12
同一个变压器在空载时和满载时的主磁通是基本不变的，功率的增大并不会使感应磁通增加。
正如你所说，初级电流的增加会增加磁芯中的磁通，而次级电流则会减少磁芯中的磁通，所以两者相减后，磁芯中的磁通并未增加多少。
设计变压器时都是以空载时的主磁通来选择铁芯截面的。
但不同容量的变压器，其空载电流是不相同的，因此主磁通也就不相同。
一般情况下，空载电流是与容量成正比的。
因此容量大的变压器主磁通也大，所需铁芯截面也就大，再加上因为导体线径的增大，铁芯高度和窗口宽度都得增大，导致了变压器整体体积的增大。
（1）涌流含有数值很大的高次谐波分量（主要是二次和三次谐波）,因此,励磁涌流的变化曲线为尖顶波。
（2）励磁涌流的衰减常数与铁芯的饱和程度有关。
饱和越深,电抗越小,衰减越快。
因此,在开始瞬间衰减很快,以后逐渐减慢,经0.5~1s后其值不超过（0.25~0.5）iN。
一般情况下,变压器容量越大,衰减的持续时间越长,但总的趋势是涌流的衰减速度往往比短路电流衰减慢一些。
（3）励磁涌流的数值很大,最大可达额定电流的8~10倍。
（4）波形完全偏离时间轴的一侧,并且出现间断。
涌流越大,间断角越小。
（5）含有很大成分的非周期分量,间断角越小,非周期分量越大。
（6）变压器空载合闸时,涌流是否产生以及涌流大小跟很多因素有关,主要受到变压器铁芯剩磁、合闸角的影响[1]。
变压器空载损耗说明
变压器的铁芯在交变磁场中反复磁化时,磁畴之间不停地互相摩擦,消耗能量,因而引起损耗,即磁滞损耗。
于是,铁芯磁化过程中任一时刻的瞬时功率即用以补偿这种损耗（暂不考虑涡流损耗及导线电阻产生的损耗,此二项损耗仅占空载损耗的10%左右）.
EMTDC/PSCAD说明
DennisWoodford博士于1976年在加拿大曼尼托巴水电局开发完成了EMTDC的初版,是一种世界各国广泛使用的电力系统仿真软件,PSCAD是其用户界面,PSCAD的开发成功,使得用户能更方便地使用EMTDC进行电力系统分析,使电力系统复杂部分可视化成为可能,而且软件可以作为实时数字仿真器的前置端,可模拟任意大小的交直流系统。
主要功能:
研究系统中断路器操作、故障及雷击时出现的过电压;
研究包含复杂非线性元件的大型电力系统进行三相的精确模拟;
进行电力系统时域或频域计算仿真;
电力系统谐波分析及电力电子领域的仿真计算;
实现高压直流输电、FACTS控制器的设计等。
1、引言
进行电压互感器试验时，清楚电压互感器的工作状态是非常重要的，如果电压互感器工作在饱和状态，就会导致老化严重、噪声增大等，如果电压互感器工作在线性区，且其功能又不能很好发挥，因此，获得电压互感器的磁化曲线，并且明白工作点所在的位置，有助于工作人员更好地了解其工作状态。
一般来说，电压互感器的磁化曲线就是Φ—i曲线，本文介绍获得磁化曲线的两种方法，一种是采用电磁场分析软件的方法来仿真获得，另一种是采用试验操作的方法来获得。
2 利用电磁场分析软件获得磁化曲线的方法
2.1 试验步骤
利用电磁场分析软件来获得磁化曲线的方法可以采用以下的三步来完成。
第一步：
采用电磁场分析软件ANSYS，先做出计算模型，输入计算的各个参数，这些参数包括一次测线圈匝数、二次侧线圈匝数、铁芯磁导率的大小、周围气隙以及线圈磁导率的大小等，计算出电压互感器在二次侧携带额定负载（二次侧的额定负载可以从变压器的铭牌上得到）以及二次侧空载的情况下，在电压互感器的一次侧模拟注入各个数值的直流电流值，即直流电流0~2A，以保证电压互感器达到深度饱和状态，从而得到真正的磁化曲线。
直流电流大小的选取根据互感器的实际情况来决定，原则上要保证在拐点附近选取的数值多一些，而且还要选择超过拐点的一些数值，以便能够最大限度地模拟出电压互感器铁芯的磁化曲线。
第二步：
在软件上做出互感器在各个直流电流作用下对应的磁势A的数值，再利用公式∫lAdl=Ф，就可以求出在给定的电流数值下的磁通Ф的数值。
第三步：
根据得到的磁通Φ的数值以及引起这个磁通的直流电流I的数值，通过对应的计算就可以得到互感器的磁化曲线。
2.2 试验结果分析
采用ANSYS电磁场软件模拟的方法，还可以得到以下的数据：
电压互感器内部的磁场分布情况，电压互感器内部的磁感应强度分布情况，电压互感器线圈各个的电流数值下对应的铁芯的不同位置的磁场强度以及磁感应强度的数值。
首先在试验中先做好电压互感器的接线图，接线图分两种情况，一种是电压互感器携带额定负载的情况，另一种是电压互感器空载的情况，试验中采用电路的模型图如图1所示。
图中R1为电源电阻，L1为电源电感，L2为一次侧等效电感，R3+L3为二次侧等效阻抗。
然后再对电压互感器的模型图中代表铁芯部分、周围空气部分、线圈部分根据实际情况进行剖分（要求的精确度越高，剖分的时候就需要越细致），然后，就可以开始进行仿真计算了。
采用上述的软件方法，就得到了试验电压互感器的磁化曲线的情况。
在各种直流电流情况下得到了对应于各种直流电流和磁场强度的数据，对于电压互感器模型分析时，认为在铁芯的中心线上是磁场最集中的地方，因此，取得的电流对应的磁场强度的数据是铁芯的中心线上对应的磁场强度的数值和磁感应强度的数值。
取下采集的数据，利用编程软件分析，计算出得到的电流和磁场强度的数据，进而根据线性关系就得到了磁化曲线需要的磁感应强度B和磁场强度H的数值，B和H的数值得到后，就可以做出需要的磁化曲线了，最后所得到的磁化曲线如图2所示。
根据得到的磁化曲线，可以计算得到当二次侧携带额定负载，试验互感器工作在饱和状态时的一次侧的电流波形，这个饱和状态是通入一定的直流电流使得试验互感器的工作点产生上移，从而使其工作在饱和区，这个直流电流的大小以及引起的一次侧直流电流波形的变化都可以通过软件控制来实现。
根据磁化曲线得到的一次侧电流波形图如图3所示。
3 利用试验获得电压互感器磁化曲线的方法
3.1 试验步骤
利用试验获得电压互感器模型二（一次侧电压220V，二次侧电压15V）磁化曲线的方法可以通过以下的几步来实现：
根据公式
（1）测量。
Ф=EjωN1。
式中:
Φ———电压互感器铁芯内部的磁通量，Wb；
E———电压互感器一次侧电压,V；
N1———电压互感器一次侧线圈匝数。
测量得到电压互感器一次侧的电压的数值，代入公式
（1）就可以得到在这个电压数值下对应的磁通量的大小。
在采用示波器进行采样，测量得到这个电压数值下示波器得到的一次侧电流的波形，根据一次侧电流的波形，得到一次侧电流对应的有效值。
从上面两步分别得到了磁通量和电流的数值，就可以做出相应的磁化曲线了。
3.2 试验结果分析
采用试验方法得到的互感器模型二的磁化曲线如图4所示。
为了验证试验结果的正确与否，代入这条磁化曲线，进行计算反推出互感器一次侧在各个电压数值下的电流波，然后将计算结果与试验结果进行对比，以说明这种方法是可行的。
图5为电压为100V时一次侧的电流波形图。
图6为电压为200V时一次侧的电流波形图。
图7为电压为300V时一次侧的电流波形图。
3.3 试验结论
从上面的试验可以看出以下两点。
首先，代入磁化曲线计算的试验结果和计算结果在电压比较低的时候一次侧电流波形符合得不是很好，这是因为当电压比较低的时候，电压互感器工作在线性区，实际情况下应当采用磁滞回线来进行计算，而计算的时候采用的是平均磁化曲线，在线性区内平均磁化曲线和磁滞回线的差别还是比较大的，因此在电压比较低的时候，计算结果和试验结果之间的偏差达一些。
其次，当电压比较高的时候，电压互感器工作在拐点附近，电压更高的时候，互感器是工作在饱和区，这个时候互感器的磁滞回线和平均磁化曲线就基本上重合了，因此这个时候的计算结果和试验结果几乎一致，说明这种方法是切实可行的。
一、
基本作用：
滤波、振荡、延迟、陷波等
形象说法：
“通直流，阻交流”
细化解说：
在电子线路中，电感线圈对交流有限流作用，它与电阻器或电容器能组成高通或低通滤波器、移相电路及谐振电路等；
变压器可以进行交流耦合、变压、变流和阻抗变换等。
由感抗XL=2πfL
知,电感L越大，频率f越高，感抗就越大。
该电感器两端电压的大小与电感L成正比，还与电流变化速度△i/△t
成正比，这关系也可用下式表示：
电感线圈也是一个储能元件，它以磁的形式储存电能，储存的电能大小可用下式表示：
WL=1/2Li2
。
可见，线圈电感量越大，流过越大，储存的电能也就越多。
电感的符号
电感量的标称：
直标式、色环标式、无标式
电感方向性：
无方向
检查电感好坏方法：
用电感测量仪测量其电感量；
用万用表测量其通断，理想的电感电阻很小，近乎为零
电感的主要特性参数
2.1
电感量L
电感量L表示线圈本身固有特性，与电流大小无关。
除专门的电感线圈（色码电感）外，电感量一般不专门标注在线圈上，而以特定的名称标注。
2.2
感抗XL
电感线圈对交流电流阻碍作用的大小称感抗XL，单位是欧姆。
它与电感量L和交流电频率f的关系为XL=2πfL
2.3
品质因素Q
品质因素Q是表示线圈质量的一个物理量，Q为感抗XL与其等效的电阻的比值，即：
Q=XL/R。
线圈的Q值愈高，回路的损耗愈小。
线圈的Q值与导线的直流电阻，骨架的介质损耗，屏蔽罩或铁芯引起的损耗，高频趋肤效应的影响等因素有关。
线圈的Q值通常为几十到几百。
采用磁芯线圈，多股粗线圈均可提高线圈的Q值。
2.4
分布电容
线圈的匝与匝间、线圈与屏蔽罩间、线圈与底版间存在的电容被称为分布电容。
分布电容的存在使线圈的Q值减小，稳定性变差，因而线圈的分布电容越小越好。
采用分段绕法可减少分布电容。
2.5
允许误差：
电感量实际值与标称之差除以标称值所得的百分数。
2.6
标称电流：
指线圈允许通过的电流大小，通常用字母A、B、C、D、E分别表示，标称电流值为50mA
、150mA、300mA
、700mA
、1600mA
磁导率的测试仪器及原理
1、磁导率的测试仪器功能
磁导率的测量是间接测量，测出磁心上绕组线圈的电感量，再用公式计算出磁心材料的磁导率。
所以，磁导率的测试仪器就是电感测试仪。
在此强调指出，有些简易的电感测试仪器，测试频率不能调，而且测试电压也不能调。
例如某些电桥，测试频率为100Hz或1kHz，测试电压为0.3V，给出的这个0.3V并不是电感线圈两端的电压，而是信号发生器产生的电压。
至于被测线圈两端的电压是个未知数。
如果用高档的仪器测量电感，例如Agilent4284A
精密LCR测试仪，不但测试频率可调，而且被测电感线圈两端的电压及磁化电流都是可调的。
了解测试仪器的这些功能，对磁导率的正确测量是大有帮助的。
2、
材料磁导率的测量方法和原理
说起磁导率μ的测量，似乎非常简单，在材料样环上随便绕几匝线圈，测其电感，找个公式一算就完了。
其实不然，对同一只样环，用不同仪器，绕不同匝数，加不同电压或者用不同频率都可能测出差别甚远的磁导率来。
造成测试结果差别极大的原因，并非每个测试人员都有精力搞得清楚。
本文主要讨论测试匝数及计算公式不同对磁导率测量的影响。
2.1计算公式的影响
大家知道，测量磁导率μ的方法一般是在样环上绕N匝线圈测其电感L，因为可推得L的表达式为：
L=μ0μN2A/l
（1）
所以，由
（1）式导出磁导率的计算公式为：
μ=Ll/μ0N2A
（2）
式中：
l为磁心的磁路长度，A为磁心的横截面积。
对于具有矩形截面的环型磁芯，如果把它的平均磁路长度l=π（D+d）/2就当作磁心的磁路长度l，把截面积A=h（D-d）/2，μ0=4π×
10-7都代入
（2）式得：
μ＝L（D+d）*107/4N2h（D-d）
（3）
式中，D为环的外直径，d为内径，h为环的高度，如图2所示。
把环的内径d=D-2a代入（3）式得：
μ＝L（D-a）*107/4N2ha
（4）
a为环的壁厚。
对于内径较小的环型磁心，内径不如壁厚容易测量，所以用（4）式比较方便。
（4）式与（3）式是等效的，它们的由来是把环的平均磁路长度当成了磁心的磁路长度。
用它们计算出来的磁导率称为材料的环磁导率。
有人说用环型样品测量出来的磁导率就叫环磁导率，这种说法是不正确的。
实际上，环磁导率比材料的真实磁导率要偏高一些，且样环的壁越厚，误差越大。
对于样环来说，在相同安匝数磁动势激励下，磁化场在径向方向上是不均匀的。
越靠近环壁的外侧面，磁场就越弱。
在样环各处磁导率μ不变的条件下，越靠近环壁的外侧，环的磁通密度B就越低。
为了消除这种不均匀磁化对测量的影响，我们把样环看成是由无穷多个半径为r，壁厚无限薄为dr的薄壁环组成。
根据
（1）式，可写出每个薄壁环产生的电感dL为：
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