《现代通信新技术》实验指导书Word文档格式.docx

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PSK调制在数字通信系统中是一种极重要的调制方式，它的抗干扰噪声性能及通频带的利用率均优先于ASK移幅键控和FSK移频键控。

因此，PSK技术在中、高速数据传输中得到了十分广泛的应用。

PSK信号是用载波相位的变化表征被传输信息状态的，通常规定0相位载波和π相位载波分别代表传1和传0，其时域波形示意图如图2-1所示。

设二进制单极性码为an，其对应的双极性二进制码为bn，则2PSK信号的一般时域数学表达式为：

（2-1）

其中：

则（2-1）式可变为：

（2-2）

图2-12PSK信号的典型时域波形

由（2-1）式可见，2PSK信号是一种双边带信号

我们知道，2PSK信号是用载波的不同相位直接去表示相应的数字信号而得出的，在这种绝对移相的方式中，由于发送端是以某一个相位作为基准的，因而在接收系统也必须有这样一个固定基准相位作参考。

如果这个参考相位发生变化，则恢复的数字信息就会与发送的数字信息完全相反，从而造成错误的恢复。

这种现象常称为2PSK的“倒π”现象，因此，实际中一般不采用2PSK方式，而采用差分移相（2DPSK）方式。

2DPSK方式即是利用前后相邻码元的相对载波相位值去表示数字信息的一种方式。

例如，假设相位值用相位偏移x表示（x定义为本码元初相与前一码元初相之差），并设

”

则数字信息序列与2DPSK信号的码元相位关系可举例表示如下：

数字信息：

0011100101

2DPSK信号相位：

000π0πππ00π

或：

πππ0π000ππ0

图2-22PSK与2DPSK波形对比

图2-2为对同一组二进制信号调制后的2PSK与2DPSK波形。

从图中可以看出，2DPSK信号波形与2PSK的不同。

2DPSK波形的同一相位并不对应相同的数字信息符号，而前后码元相对相位的差才唯一决定信息符号。

这说明，解调2DPSK信号时并不依赖于某一固定的载波相位参考值。

只要前后码元的相对相位关系不破坏，则鉴别这个关系就可以正确恢复数字信息，这就避免了2PSK方式中的“倒π”现象发生。

同时我们也可以看到，单纯从波形上看，2PSK与2DPSK信号是无法分辨的。

这说明，一方面，只有已知移相键控方式是绝对的还是相对的，才能正确判定原信息；

另一方面，相对移相信号可以看成是把数字信息序列（绝对码）变换成相对码，然后再根据相对码进行绝对移相而形成。

为了便于说明概念，我们可以把每个码元用一个如图2-3所示的矢量图来表示。

图中，虚线矢量位置称为基准相位。

在绝对移相中，它是未调制载波的相位；

在相对移相中，它是前一码元载波的相位。

如果假设每个码元中包含有整数个载波周期，那么，两相邻码元载波的相位差既表示调制引起的相位变化，也是两码元交界点载波相位的瞬时跳变量。

根据ITU-T的建议，图2-3（a）所示的移相方式，称为A方式。

在这种方式中，每个码元的载波相位相对于基准相位可取0、π。

因此，在相对移相后，若后一码元的载波相位相对于基准相位为0，则前后两码元载波的相位就是连续的；

否则，载波相位在两码元之间要发生跳变。

图2-3（b）所示的移相方式，称为B方式。

在这种方式中，每个码元的载波相位相对于基准相位可取

π/2。

因而，在相对移相时，相邻码元之间必然发生载波相位的跳变。

这样，在接收端接收该信号时，如果利用检测此相位变化以确定每个码元的起止时刻，即可提供码元定时信息，这正是B方式被广泛采用的原因之一。

图2-3二相调制移相信号矢量图

2DPSK的调制原理与2FSK的调制原理类似，也是用二进制基带信号作为模拟开关的控制信号轮流选通不同相位的载波，完成2DPSK调制，其调制的基带信号和载波信号分别从“PSK-NRZ”和“PSK载波”输入，差分变换的时钟信号从“PSK-BS”点输入，其原理框图如图2-4所示：

图2-42DPSK调制原理框图

①差分变换

在数据传输系统中，由于相对移相键控调制具有抗干扰噪声能力强，在相同的信噪比条件下，可获得比其他调制方式（例如：

ASK、FSK）更低的误码率，因而这种方式广泛应用在实际通信系统中。

DPSK调制是采用码型变换法加绝对调相来实现，既把数据信息源（如伪随机码序列、增量调制编码器输出的数字信号或脉冲编码调制PCM编码器输出的数字信号）作为绝对码序列an，通过差分编码器变成相对码序列bn，然后再用相对码序列bn，进行绝对移相键控，此时该调制的输出就是DPSK已调信号。

绝对码是以宽带信号码元的电平直接表示数字信息的，如规定高电平代表“1”，低电平代表“0”。

图2-6（a）差分编码器电路图2-6（b）工作波形

相对码（差分码）是用基带信号码元的电平与前一码元的电平有无变化来表示数字信息的，如规定：

相对码中有跳变表示1，无跳变表示0。

图2-6（a）是差分编码器电路，可用模二加法器延时器（延时一个码元宽度Tb）来实现这两种码的互相转换。

设输入的相对码an为1110010码，则经过差分编码器后输出的相对码bn为1011100，即bn=anbn–1。

图2-6（b）是它的工作波形图。

②相乘器

实现输入载波信号和基带信号的相乘变换，输出相应调制信号。

2、2DPSK解调原理

（a）极性比较法（b）相位比较法

图2-72DPSK解调原理框图

2DPSK解调最常用的方法是极性比较法和相位比较法，这里采用的是极性比较法对2DPSK信号进行解调，原理框图如图2-7（a）所示。

2PSK调制信号从“PSKIN”输入，位同步信号从“PSK-BS”输入，同步载波从“载波输入”点输入。

调制信号经过U11（MC1496）与载波信号相乘后，去掉了调制信号中的载波成分，再经过低通滤波器去除高频成分，得到包含基带信号的低频信号，对此信号进行抽样判决（抽样判决器由U15（74LS74）构成，其时钟为基带信号的位同步信号），将K1的2、3脚相连，即可得到基带信号，对于2DPSK信号，将K1的1、2脚相连，即将PSK解调信号再经过逆差分变换电路（由U15（74LS74）、U13（74LS86）组成），就可以得到基带信号了。

五、测试点说明

1、信号输入点参考说明

PSK调制模块：

PSK-NRZ：

PSK基带信号输入点。

PSK载波：

PSK载波信号输入点。

PSK-BS：

PSK差分编码时钟输入点。

PSK解调模块：

PSKIN：

PSK调制信号输入（观测点）。

PSK解调位同步时钟输入点。

载波输入：

PSK解调同步载波信号输入点。

2、信号输出点参考说明

PSK-OUT：

PSK调制信号输出点。

PSK-DOUT：

PSK解调信号经电压比较器后的信号输出点（未经同步判决）。

OUT3：

PSK解调信号输出点（K1的1、2脚相连，输出DPSK解调信号，2、3脚相连，输出PSK解调信号）。

六、实验步骤

（一）PSK/DPSK调制实验

1、将信号源模块和模块3、4、7固定在主机箱上，将黑色塑封螺钉拧紧，确保电源接触良好。

2、按照下表进行实验连线：

源端口

目的端口

连线说明

信号源：

PN（32K）

模块3：

PSK-NRZ

S4拨为“1010”，PN是32K伪随机码

128K同步正弦波

PSK载波

提供PSK调制载波，幅度为4V

*检查连线是否正确，检查无误后打开电源

3、将开关K3拨到“PSK”端，以信号输入点“PSK-NRZ”的信号为内触发源，用双踪示波器同时观察点“PSK-NRZ”与“PSK-OUT”输出的波形。

4、不改变PSK调制实验连线。

将开关K3拨到“DPSK”端，增加连线：

CLK1（32K）

PSK-BS

DPSK位同步时钟输入

以信号输入点“PSK-NRZ”的信号为内触发源，用双踪示波器同时观察点“PSK-NRZ”与“PSK-OUT”输出的波形。

5、通过信号源模块上的拨码开关S4改变PN码频率后送出，重复上述实验。

6、实验结束关闭电源。

（二）PSK/DPSK解调实验

1、恢复PSK调制实验的连线，K3拨到“PSK”端，然后增加以下连线：

PSK-OUT

模块4：

PSKIN

PSK解调输入

模块7：

载波同步提取输入

载波输出

载波输入

提供同步解调载波

PSK-DOUT

DIN

锁相环法位同步提取信号输入

BS

提取的位同步信号

*检查连线是否正确，检查无误后再次打开电源

2、将模块7上的拨码开关S2拨为“0110”，观察模块4上信号输出点“PSK-DOUT”处的波形。

并调节模块4上的电位器W4（逆时针拧到最大），直到在该点观察到稳定的PN码。

3、用示波器双踪分别观察模块3上的“PSK-NRZ”和模块4上的“OUT3”处的波形，比较二者波形。

4、通过信号源模块上的拨码开关S4改变PN码频率后送出，重复上述实验。

5、实验结束关闭电源，拆除连线，整理实验数据及波形完成实验报告。

七、实验报告要求

1、分析实验电路的工作原理，叙述其工作过程。

2、根据实验测试记录，在坐标纸上画出各测量点的波形图，并分析实验现象。

写出完成本次实验后的心得体会以及对本次实验的改进建议。

实验三、QPSK调制与解调

一、实验目的

1、了解用CPLD进行电路设计的基本方法。

2、掌握QPSK调制与解调的原理。

3、了解OQPSK调制与解调的原理。

二、实验内容

1、观察QPSK调制的各种波形。

2、观察QPSK解调的各种波形。

三、实验器材

2、⑤号模块一块

3、20M双踪示波器一台

4、连接线若干

四、实验原理

（一）QPSK调制解调原理

1、QPSK调制

QPSK信号的产生方法可分为调相法和相位选择法。

用调相法产生QPSK信号的组成方框图如图3-1（a）所示。

图中，串/并变换器将输入的二进制序列依次分为两个并行的双极性序列。

设两个序列中的二进制数字分别为a和b，每一对ab称为一个双比特码元。

双极性的a和b脉冲通过两个平衡调制器分别对同相载波及正交载波进行二相调制，得到图3-1（b）中虚线矢量。

将两路输出叠加，即得如图3-1（b）中实线所示的四相移相信号，其相位编码逻辑关系如表3-1所示。

（a）

（b）

图3-1QPSK调制

表3-1QPSK信号相位编码逻辑关系

A

1

B

a路平衡调制器输出

b路平衡调制器输出

合成相位

0°

90°

45°

180°

135°

270°

225°

315°

在本实验系统中EPM3032ATC44-10型号的CPLD用于将信号源产生的伪随机码进行串/并变换。

串/并变换器将输入的二进制序列分为两个并行的双极性序列110010*********和111101*********。

双极性的a和b脉冲通过两个平衡调制器分别对同相载波及正交载波进行二相调制，然后将两路输出叠加，即得到QPSK调制信号。

2、QPSK解调

图3-2QPSK相干解调器

由于四相绝对移相信号可以看作是两个正交2PSK信号的合成，故它可以采用与2PSK信号类似的解调方法进行解调，即由两个2PSK信号相干解调器构成，其组成方框图如图3-2所示。

图中的并/串变换器的作用与调制器中的串/并变换器相反，它是用来将上、下支路所得到的并行数据恢复成串行数据的。

在本实验系统中的相干载波直接从调制端引入，因此解调器中的载波与调制部分的载波同频同相。

在实际系统中，相干载波是通过载波同步获取的，相干载波的频率和相位只有和调制端相同时，才能完成相干解调。

本实验系统采用MC1496作为载波调制的模拟相乘器，相乘器输出包括高频和低频信号，经过低通滤波器滤除高频成份，得到低频调制信号。

定时抽样判决实现帧同步和位同步并将方波信号变成数字基带信号。

I、Q两路基带信号在EPM3032ATC44-10中实现并/串转换。

（二）OQPSK调制解调原理

OQPSK又叫偏移四相相移键控，它是基于QPSK的改进型，为了克服QPSK中过零点的相位跃变特性，以及由此带来的幅度起伏不恒定和频带的展宽（通过带限系统后）等一系列问题。

若将QPSK中并行的I，Q两路码元错开时间（如半个码元），称这类QPSK为偏移QPSK或OQPSK。

通过I，Q路码元错开半个码元调制之后的波形，其载波相位跃变由180°

降至90°

，避免了过零点，从而大大降低了峰平比和频带的展宽。

下面通过一个具体的例子说明某个带宽波形序列的I路，Q路波形，以及经载波调制以后相位变化情况。

若给定基带信号序列为

1－1－11111－1－111－1

对应的QPSK与OQPSK发送波形如图3-3所示。

图3-3QPSK,OQPSK发送信号波形

图3-3中，I信道为U（t）的奇数数据单元，Q信道为U（t）的偶数数据单元，而OQPSK的Q信道与其I信道错开（延时）半个码元。

QPSK，OQPSK载波相位变化公式为

QPSK数据码元对应的相位变化如图3-4所示，OQPSK数据码元对应相位变化如图3-5所示

图3-4QPSK相位变化图图3-5OQPSK相位变化图

对于QPSK数据码元对的相位变换由图3-4求得为：

可见，在QPSK中存在过零点的180°

跃变。

对于OQPSK数据码元对的相位变化由图3-5求得为：

可见，在QPSK中，仅存在小于

＝90°

的相位跃变，而不存在过零点跃变。

所以OQPSK信号的带限不会导致信号包络经过零点。

OQPSK包络的变化小多了，因此对OQPSK的硬限幅或非线性放大不会再生出严重的频带扩展，OQPSK即使再非线性放大后仍能保持其带限的性质。

OQPSK的调制和相干解调框图如图3-6、3-7所示。

图3-6OQPSK调制器框图

图3-7OQPSK相干解调器框图

五、测试点说明

1、输入点说明

128K方波：

0相方波输入

128K正交方波：

π/2相方波输入

NRZIN：

16KNRZ码输入

CLK：

16K时钟输入

512K：

512K时钟输入端口

解调载波：

QPSK解调I路相干载波输入

正交解调载波：

QPSK解调Q路相干载波输入

QPSKIN：

QPSK调制信号输入

2、输出点说明

I-IN：

I路NRZ码输出观测点

Q-IN：

Q路NRZ码输出观测点

I：

I路QPSK调制信号观测点

Q：

Q路QPSK调制信号观测点

QPSKOUT：

QPSK调制信号输出点（调节W2改变QPSK调制信号幅度）

模拟-I：

I路解调输出波形

模拟-Q：

Q路解调输出波形

IOUT：

I路定时判决输出波形

QOUT：

Q路定时判决输出波形

NRZOUT：

QPSK解调出来的基带信号波形

六、实验步骤

（一）观测QPSK调制解调信号波形

1）将信号源模块和模块5固定在主机箱上，将黑色塑封螺钉拧紧，确保电源接触良好。

2）将信号源上S4拨为“1011”，使“PN”“CLK1”输出码速率为16K，将S5拨为“0110”，使“CLK2”输出码速率为512K。

3）关闭系统电源，按如下方式连线

目标端口

PN（16K）

模块5：

NRZIN

S4拨为“1011”，PN是16K伪随机码

CLK1（16K）

CLK

提供16K时钟输入

CLK2（512K）

512K

S5拨为“0110”

调制载波

解调载波

提供解调载波输入

正交调制载波

正交解调载波

提供正交解调载波输入

QPSKOUT

QPSKIN

QPSK解调信号输入

4）将模块5上开关J1调到“QPSK”档。

5）以I-IN信号为内触发源，用双踪示波器观察I路基带信号和I路调制输出“I”的输出波形。

6）以Q-IN信号为内触发源，用双踪示波器观察Q路基带信号和Q路调制输出“Q”的输出波形。

调节电位器W2，使I路、Q路调制信号幅度一致。

7）以NRZIN信号为内触发源，用双踪示波器观察基带信号和“QPSKOUT”输出波形。

（W4、W5分别调节解调载波的相位，调节它们可在“QPSKOUT”处可观察到解调载波和信号不正交时波形变化的情况）

8）用示波器观察“IOUT”、“QOUT”处波形，与原始信号“I-IN”和“Q-IN”进行比较。

9）用示波器观察“NRZOUT”处波形，与NRZIN进行比较。

（二）观测OQPSK调制解调信号波形

不改变QPSK调制解调的实验连线，将开关J1调到“OQPSK”档，重复步骤

（一）中的4）～8），观察OQPSK调制解调各测试点的波形。

实验结束关闭电源，拆除实验连线，整理实验数据及波形完成实验报告。

七、实验思考题

1、分析QPSK的调制与解调原理。

2、QPSK及OQPSK基带信号有什么区别？

这些区别产生了什么结果？

3、分析多进制数字相位调制系统的抗噪声性能。

八、实验报告要求

2、根据实验测试记录，在坐标纸上画出各测量点的波形图，并分析实验现象。

3、对实验思考题加以分析，尝试画出本实验的电路原理图。

4、写出完成本次实验后的心得体会以及对本次实验的改进建议。

实验四、块交织及解交织实验

通过本实验掌握块交织的特性、产生原理及方法，掌握块交织对译码性能的影响。

1、观察经交织后的卷积编码信号。

2、观察随机差错经解交织后的差错分布，观察突发差错经解交织后的差错分布。

3、观察交织对卷积编码突发差错信号纠错的性能改善。

三、基本原理

当移动通信信道出现深衰落时，数字信号的传输可能出现成串的突发差错。

一般的差错编码（如卷积码）只能纠正有限个错误，对于大量的突发误码无能为力。

通信系统采用交织编码和卷积码结合的方式来纠正突发差错。

交织的目的是把一个较长的突发差错离散成随机差错，使得纠错编码技术更容易纠正。

常用的交织技术主要有两类：

块交织和卷积交织。

块交织通常在数据分块分帧的情况下使用，卷积交织对连续的数据流来说比较使用。

在码分多址系统中，基于数据分帧的情况采用了块交织的形式，所以这里我们仅介绍块交织的有关内容。

描述交织器性能的几个参数如下：

1突发长度：

突发错误的长度，用B表示。

2最小间隔：

突发连续错误分布的最小距离，用S表示。

3交织时延：

由于交织和解交织引起的编码时延，用D表示。

4存储要求：

交织或解交织过程需要的存储单元的大小，用M表示

交织器的性能通常用S/D以及S/M来描述，最小间隔S越大越好，交织时延D和存储要求M越小越好

交织器的实现框图如图4-1所示

图4-1分组（块）交织器实现框图

由图4-1可见，交织、解交织由如下几步构成：

⑴若发送数据（块）

经信道编码后为：

；

⑵发送端交织存储器为一个行列交织矩阵存储器

，它按列写入，按行读出，即

（4-1）

⑶交织器输出后并送入突发信道的信号为

（4-2）

⑷假设在突发信道中受到两个突发干扰：

第一个突发干扰影响5位，即产生于

至

第二个突发干扰影响4位，即产生于

。

则突发信道的输出端信号

可以表示为

（4-3）

⑸在接收端，将受突发干扰的信号送入解交织器，解交织器也是一个行列交织矩阵的存储器

，它是按行写入，按列读出（正好与交织矩阵规律相反），即

（4-4）

⑹经解交织存储器解交织以后的输出信号

，则

为

（4-5）

可见，由上述分析，经过交织矩阵和解交织矩阵变换后，原来信道中的突发性连错，即两个突发一个连错5位、另一个连错4位却变成了

输出中的随机独立差错。

从交织器实现原理来看，一个实际上的突发信道，经过发送端交织器和接收端解交织器的信息处理后，就完全等效成一个随机独立差错信道，正如图中虚线方框所示。

所以从原理上看，信道交织编码实际上就是一类信道改造技术，它将一个突发信道改造成一个随机独立差错信道。

它本身并不具备信道编码检、纠错功能，仅起到信号预处理的作用。

我们可以将上述一个简单的5×

5矩阵存储交织器的例子推广到一般情况。

若分组（块）长度为：

，即由

列

行的矩阵构成。

其中交织矩阵存储器是按列写入、行读出，而解交织矩阵存储器是按相反的顺序按行写入、列读出，正是利用这种行、列顺序的倒换，可以将实际的突发信道变换成等效的随机独立差错信道。

矩阵中行的数目称为交织深度。

交织深度越大，符号的离散性就越大，抗突发差错的能力也越强。

但是，交织深度越大，交织编码的处理时间即交织时延也越长，所以说，交织编码的抗突发能力是以时间为代价的。

两个突发错误之间的最小间隔满足下式：

（4-6）

交织器的最小间隔可以通过改变读出行的顺序来改变，但交织时延和存储要求不随读出的顺序改变而改变，但交织时延和存储要求不随读出的顺序的改变而改变。

因为交织和解交织均有时延，所以交织器的交织时延为：

D=2IJ/Rc，其中Rc为符号速率。

交织器的存储要求为：

M=2IJ。

交织编码的主要缺点是：

在交织和解交织过程中，会产生2IJ个符号的附加处理时延，这对实时业务，特别是语音业务将带来很不利的影响。

所以对于语音等实时