基于单片机电子秤系统方案论证与选型Word格式.docx
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8RAM、2个16位定时计数器、4个8位I/O接口。
这些配置能够很好地实现本仪器的测量和控制要求
最后我们最终选择了AT89S52这个比较常用的单片机来实现系统的功能要求。
AT89S52内部带有8KB的程序存储器，基本上已经能够满足我们的需要。
2.2数据采集部分
电子秤的数据采集部分主要包括称重传感器、处理电路和A/D转换电路，因此对于这部分的论证主要分三方面
2.2.1传感器的选择
在设计中,传感器是一个十分重要的元件,因此对传感器的选择也显的特别的重要,不仅要注意其量程和参数,还有考虑到与其相配置的各种电路的设计的难以程度和设计性价比等等.
传感器量程的选择可依据秤的最大称量值、选用传感器的个数、秤体的自重、可能产生的最大偏载及动载等因素综合评价来确定。
一般来说，传感器的量程越接近分配到每个传感器的载荷，其称量的准确度就越高。
但在实际使用时，由于加在传感器上的载荷除被称物体外，还存在秤体自重、皮重、偏载及振动冲击等载荷，因此选用传感器量程时，要考虑诸多方面的因素，保证传感器的安全和寿命。
传感器量程的计算公式是在充分考虑到影响秤体的各个因素后，经过大量的实验而确定的。
其公式如下：
C＝K0×
K1×
K2×
K3×
（Wmax＋W）/N（2.1）
C—单个传感器的额定量程；
W—秤体自重；
Wmax—被称物体净重的最大值；
N—秤体所采用支撑点的数量；
K0—保险系数，一般取值在1.2～1.3之间；
K1—冲击系数；
K2—秤体的重心偏移系数；
K3—风压系数。
本设计要求称重范围0～5kg，重量误差不大于0.01kg，根据传感器量程计算公式（2.1）可知：
C＝1.25×
1×
1.03×
（20＋1.9）／1（2-1）
＝9.01205
为保证电子秤称量结果的准确度，克服传感器在低量程段线性度差的缺点。
传感器的量程应根据皮带秤的最大流量来选择。
在实际工作中，要求称重传感器的有效量程在20%～80%之间，线性好，精度高。
重量误差应控制在±
0.01Kg，又考虑到秤台自重、振动和冲击分量，还要避免超重损坏传感器，根据式2.1的计算结果，所以我们确定传感器的额定载荷为7.5Kg，允许过载为150%F.S，精度为0.05%，最大量程时误差
0.01kg，可以满足本系统的精度要求.
综合考虑,本设计采用SP20C-G501电阻应变式传感器,其最大量程为7.5Kg.称重传感器由组合式S型梁结构及金属箔式应变计构成，具有过载保护装置。
由于惠斯登电桥具诸如抑制温度变化的影响，抑制干扰，补偿方便等优点，所以该传感器测量精度高、温度特性好、工作稳定等优点，广泛用于各种结构的动、静态测量及各种电子秤的一次仪表。
该称重传感器主要由弹性体、电阻应变片电缆线等组成，其工作原理如图2.1所示：
图2.1称重传感器原理图
表一压力传感器主要技术指标
准确度等级Accuracyclass
C30.020.03
额定载荷Ratedload
kg
1、2.5、5、7.5、10、15
灵敏度Sensitivity
mV/V
1.8±
0.08
非线性Nonlinearity
%F.S.
±
0.02
滞后Hysteresis
重复性Repeatability
蠕变Creep
%F.S./30min
蠕变恢复creeprecovery
零点输出Zerobalance
1
零点温度系数Zerotemperaturecoefficient
%F.S./10℃
额定输出温度系数Ratedoutputtemperaturecoefficient
输入电阻Inputresistance
Ω
415～445
输出电阻Outputresistance
349～355
绝缘电阻Insulationresistance
MΩ
≥5000
供桥电压Supplyvoltage
V
12（DC/AC）
温度补偿范围Temperaturecompensationrange
℃
-10～+50
允许温度范围Safetemperaturerange
-20～+60
允许过负荷Safeoverload
120
极限过负荷Ultimateoverload
200
四角误差Fourcornererror
0.03
连接电缆Connectcable
mm
Φ3.8×
300
接线方式Methodofconnectingwire
输入Input（+）:
Red输入Input（-）:
White
输出Output（+）:
Green输出Output（-）:
Blue
屏蔽Shield:
Yellow
其测量原理：
用应变片测量时，将其粘贴在弹性体上。
当弹性体受力变形时，应变片的敏感栅也随同变形，其电阻值发生相应变化，通过转换电路转换为电压或电流的变化。
由于内部线路采用惠更斯电桥，当弹性体承受载荷产生变形时，输出信号电压可由下式给出：
（2-2）
2.2.2放大电路选择
称重传感器输出电压振幅范围0～20mV。
而A/D转换的输入电压要求为0～2V，因此放大环节要有100倍左右的增益。
对放大环节的要求是增益可调的（70～150倍），根据本设计的实际情况增益设为100倍即可，零点和增益的温度漂移和时间漂移极小。
按照输入电压20mV，分辨率20000码的情况，漂移要小于1µ
V。
由于其具有极低的失调电压的温漂和时漂（±
1µ
V），从而保证了放大环节对零点漂移的要求。
残余的一点漂移依靠软件的自动零点跟踪来彻底解决。
稳定的增益量可以保证其负反馈回路的稳定性，并且最好选用高阻值的电阻和多圈电位器。
由2.2.1中称重传感器的称量原理可知，电阻应变片组成的传感器是把机械应变转换成ΔR/R，而应变电阻的变化一般都很微小，例如传感器的应变片电阻值120Ω，灵敏系数K=2，弹性体在额定载荷作用下产生的应变为1000ε，应变电阻相对变化量为：
ΔR/R=K×
ε=2×
1000×
10－6=0.002（2-3）
由式2-3可以看出电阻变化只有0.24Ω，其电阻变化率只有0.2%。
这样小的电阻变化既难以直接精确测量，又不便直接处理。
因此，必须采用转换电路，把应变计的ΔR/R变化转换成电压或电流变化，但是这个电压或电流信号很小，需要增加增益放大电路来把这个电压或电流信号转换成可以被A/D转换芯片接收的信号。
在前级处理电路部分，我们考虑可以采用以下几种方案：
方案一、利用普通低温漂运算放大器构成前级处理电路；
普通低温漂运算放大器构成多级放大器会引入大量噪声。
由于A/D转换器需要很高的精度，所以几毫伏的干扰信号就会直接影响最后的测量精度。
所以，此种方案不宜采用。
方案二、主要由高精度低漂移运算放大器构成差动放大器，而构成的前级处理电路；
差动放大器具有高输入阻抗，增益高的特点，可以利用普通运放（如OP07）做成一个差动放大器。
其设计电路如图2-2所示：
方案（三）：
采用专用仪表放大器，如：
INA126，INA121等构成前级处理电路。
下面举例用INA128仪用仪表放大器来实现。
图2.2利用普通运放设计的差动放大器
一般说来，集成化仪用放大器具有很高的共模抑制比和输入阻抗，因而在传统的电路设计中都是把集成化仪器放大器作为前置放大器。
然而，绝大多数的集成化仪器放大器，特别是集成化仪器放大器，它们的共模抑制比与增益相关：
增益越高，共模抑制比越大。
而集成化仪器放大器作为心电前置放大器时，由于极化电压的存在，前置放大器的增益只能在几十倍以内，这就使得集成化仪器放大器作为前置放大器时的共模抑制比不可能很高。
有学者试图在前置放大器的输入端加上隔直电容（高通网络）来避免极化电压使高增益的前置放大器进入饱和状态，但由于信号源的内阻高，且两输入端不平衡，隔直电容（高通网络）使等共模干扰转变为差模干扰，结果适得其反，严重地损害了放大器的性能。
为了实现信号的放大，设计电路如下：
图2.3采用INA128设计的放大电路
1.前级采用运放A1和A2组成并联型差动放大器。
理论上不难证明，在运算放大器为理想的情况下，并联型差动放大器的输入阻抗为无穷大，共模抑制比也为无穷大。
更值得一提的是，在理论上并联型差动放大器的共模抑制比与电路的外围电阻的精度和阻值无关。
2．阻容耦合电路放在由并联型差动放大器构成的前级放大器和由仪器放大器构成的后级放大器之间，这样可为后级仪器放大器提高增益，进而提高电路的共模抑制比提供了条件。
同时，由于前置放大器的输出阻抗很低，同时又采用共模驱动技术，避免了阻容耦合电路中的阻、容元件参数不对称（匹配）导致的共模干扰转换成差模干扰的情况发生。
3.后级电路采用廉价的仪器放大器，将双端信号转换为单端信号输出。
由于阻容耦合电路的隔直作用，后级的仪器放大器可以做到很高的增益，进而得到很高的共模抑制比。
从理论上计算整个电路的共模抑制比为：
（2-4）
式中：
CMRTotal或CMRRTotal－放大器的总共模抑制比；
CMR1－第一级放大器的共模抑制比；
CMR2或CMRR2－第二级放大器的共模抑制比；
A1d、A1c、A2d和A2c－分别为第一级放大器和第二级放大器的差模增益和共模增益。
经过实际测量，图2.4所示的电路采用图中所给出的参数时，电路的共模抑制比在120dB以上。
有以上分析以及基于电子秤的要求精确度不是很高，所以选择由普通放大器所组成的差动放大器作为本设计的信号放大电路。
2.2.3A/D转换器的选择
A/D转换部分是整个设计的关键，这一部分处理不好，会使得整个设计毫无意义。
目前，世界上有多种类型的ADC，有传统
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