21个详细且精湛的模拟电子技术问答图文Word下载.docx
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电压基准与系统有关。
在要求绝对测量的应用场合,其准确度受使用基准值的准确度的限制。
但是在许多系统中稳定性和重复性比绝对精度更重要;
而在有些数据采集系统中电压基准的长期准确度几乎完全不重要,但是如果从有噪声的系统电源中派生基准就会引起误差。
单片隐埋齐纳基准（如AD588和AD688在10V时具有1mV初始准确度（001%或100ppm,温度系数为15ppm/°
C。
这种基准用于未调整的12位系统中有足够的准确度
（1LSB=244ppm,但还不能用于14或16位系统。
如果初始误差调整到零,在限定的温度范围内可用于14位和16位系统（AD588或AD688限定40℃温度变化范围,1LSB=61ppm。
对于要求更高的绝对精度,基准的温度需要用一个恒温箱来稳定,并对照标准校准。
在许多系统中,12位绝对精度是不需要这样做的,只有高于12位分辨率才可能需要。
对于准确度较低（价格也会降低的应用,可以使用带隙基准。
这里提到的“隐埋齐纳”和“带隙”基准是什么意思?
这是两种最常见的用于集成电路中的精密基准。
“隐埋”或表层下齐纳管比较稳定和精确。
它是由一个具有反向击穿电压修正值的二极管组成,这个二极管埋在集成电路芯片的表层下面,再用保护扩散层覆盖以免在表面下击穿,见图11。
图11表层齐纳二极管与隐埋齐纳二极管结构图
硅芯片表面和芯片内部相比有较多的杂质、机械应力和晶格错位。
这是产生噪声和长期不稳定性的原因之一,所以隐埋式齐纳二极管比表层式齐纳二极管的噪声小,而且稳定得多,因此它被优先采用于芯片基准源上作为精密的集成电路器件。
但是隐埋式二极管的击穿电压标称值大约为5V或更大一些,而且为了使它处于最佳工作状态,必须吸收几百微安的电流,所以这种方法对于必须工作在低电压并且具有低功耗的基准来说是不适宜的。
对于这样的应用,我们宁愿用“带隙”基准。
于是研制出一个具有一个正温度系数的电压用以补偿具有负温度系数的晶体管的Vbe,用来维持一个恒定的“带隙”电压（见图12三极管Q2发射极面积是Q1的8倍;
这两个管子在R1上产生一个正比于绝对温度的电流,一个正比于绝对温度的电压与Q1的Vbe串联,产生电压VZ,它不随温度变化并且可以被放大（见图12,这个电压等于硅的带隙电压（外推到绝对零度。
图12带隙基准原理图
带隙基准与最好的隐埋齐纳基准相比,其准确度和稳定性稍微差一点儿,但是温度特性可优于3ppm/°
在使用电压基准时应注意些什么问题?
须记住好的模拟电路设计的基本考虑是:
注意在高阻抗导体上的电压降、来自公共地线阻抗的噪声和来自不适当的电源去耦产生的噪声。
考虑基准电流流动的方向,并且对容性负载要多加小心。
我知道电压降和噪声的影响,但是基准是不是必须向导体电压降提供足够大的电流影响才明显?
通常基准电路内部是经过缓冲的,大多数情况可流出或流入5~10mA电流。
有些应用需要这样大的或更大一点的电流,例如把基准作为系统的基准。
另外一种情况是激励高速闪烁式ADC的基准输入,它具有非常低的阻抗。
10mA电流流过100mΩ阻抗,产生1mV电压降,这可能算是比较明显的了。
最高性能的电压基准,如AD588和AD688,对于它们的输出和输出接地端采用开尔文接法（见图13。
接线时应靠近误差源周围的反馈回路避免电压降的影响;
当电流缓冲放大器被用来驱动许多负载,或吸收流到错误方向的电流时它们也可修正
增益和失调误差。
检测端应该接到缓冲放大器的输出端（最好接在负载上。
什么叫开尔文接法?
开尔文接法（Kelvinconnections又称强制与检测接法（forceandsenseconnections,是用来消除电路中导线上产生的电压降影响的一种简便方法。
如图14（a所示,负载电流（IL和导线电阻（R在负载上产生一个电压误差,VERROR=R³
IL。
图14（b所示的开尔文接法解决了放大器的强制环路内的导线电阻和检测的负载电压所带来的问题。
放大器对负载电压的任何误差都做了修正。
在图14所示的电路中放大器的输出电压实际上应该为10V+VERROR,在负载上的电压却是所要求的10V。
AD588有三个放大器用来提供开尔文接法。
放大器A2专门用来接地强制检测,而独立的放大器A3和A4可任意选用作为其它的强制检测接法的核心器件。
图13AD588功能框图
图14开尔文接法的优点
“流到错误方向”是什么意思?
考虑一个工作电源电压为+10V、输出为+5V的基准。
假如它的5V输出端是通过一个接地的电阻器取出的,那么电流将从基准端流出。
假如电阻器不接到电源的+10V端,那么电
流将流入基准端。
大多数基准允许电流流入或流出。
但是有些基准只允许提供电流而不吸收电流或者吸收能力比流出能力小得多。
这样的器件,利用产品说明中规定的输出电流方式可以识别,对于有相当大的净电流必须流入基准端的应用场合,就不能使用这种器件。
一个常见的例子是用一个正基准改为负基准（见图15。
为什么不去买一个负基准呢?
因为大多数单极性电压输出的基准都是正基准。
当然,两端有源基准可用于任何极性,它们的使用方法和齐纳二极管相同（并且它们通常是带隙基准。
对于被用作负基准的三端正基准,它肯定会吸收电流。
它的输出端连到接地端,而它的接地端（将成为负基准端经过一个电阻器（或一个恒流源接到负电源端。
正电源端通常必须接到正电源,它至少比接地端要高几伏。
但有一些器件也能用二端方式提供负基准:
正电源端和输出端都接到接地端。
电阻器RS（或恒流源必须选择适合于负电源所要求值,并且基准负载电流、接地端电流和输出端电流都在额定范围内。
图15AD586负基准接线图
容性负载是怎么回事?
许多基准带有输出放大器,当接上大的容性负载工作时,输出会变得不稳定并且可能振荡。
因此为了减少噪声,在基准输出端接上（几个μF或更大的大电容是不妥当的,但1~10nF的电容常常是允许的,有一些基准（如AD588有减少噪声端,电容可以安全地接上去。
假如提供强制检测端,在容性负载条件下有可能改善回路动态特性。
为弄清楚,请查阅产品说明和咨询制造厂家应用工程师。
即使电路是稳定的,使用大的容性负载也是不合理的,因为这样会使基准导通时间增加。
电源一接通,基准能立即导通吗?
决不是这样。
在许多基准中驱动基准元件（齐纳管或带隙基准的电流是从稳定输出中分流出来的。
这种正反馈增加了直流稳定性,但却产生一个阻制启动稳定的“断”状态。
芯片内部电路为了解决这个问题并且便于启动,通常设计成吸收接近最小的电流,所以许多基准要稍微慢一点才能达到指标（一般需要1~10ms。
有些基准确实给出了比较快的启动特性,但也有一些还是比较慢的。
假如设计师需要在电源接通后要求基准电压能非常迅速地应用于电路中,就要挑选具有足够快的导通特性的基准,并且应使降噪电容（noisereductioncapacitance最小。
为了使系统省电,基准导通延迟可能会限制数据转换系统选通供电的机会,即使基准位于转换器芯片内部,这个问题仍然应该考虑。
另外考虑转换器的电源起动特性在这种系统中也是同样重要的。
高精度的基准在电源接通后,芯片达到热稳定之前可能需要一个额外的热稳定周期并且使得受热所引起的失调达到它们的最终稳定值,这种影响在产品说明中将会给出,一般不超过几秒钟的时间。
能否使用高精度基准来代替内部基准使转换器更准确?
不必要。
例如常规的AD574的换代产品——高速AD674B出厂调整好的校准误差为025%（±
10LSB,它带有内部基准准确度在±
100mV（1%以内。
因为10V的025%为25mV,所以满度为10000V±
25mV。
假如一个具有1%的AD674B,出厂调整时,用增加1%增益方法使满度成为10000V调整到高的内部基准（101V,倘若把精确度基准为1000V
的基准AD588接到AD674B基准的输入端,满度就变为10100V,误差是原来指标中最大误差的4倍,所以这种做法是不必要的。
时间基准
你为什么说系统的时钟是一种基准?
这个说法并不是指对模数转换器所施加的转换时钟。
原则上它用于数据采集系统的采样时钟。
在这些系统中,对于存储、通信、计算分析或其它处理需要对信号按照预定的间隔（通常是等间隔重复采样。
采样时钟的品质是系统性能的一个限制因素。
晶体振荡器是非常稳定的,是吗?
晶体振荡器虽然具有很好的长期稳定性,但它经常产生短期的相位噪声。
如果设计者不使用晶体振荡器而使用RC弛张振荡器（如555或4046也会导入相位噪声。
弛张振荡器有很大的相位噪声。
怎样才能保证采样时钟具有低的相位噪声?
在你的微处理器或数字信号处理器中不能使用晶体振荡器电路作为采样时钟源。
在晶体振荡器电路中尽可能不使用逻辑门电路。
晶体振荡器通常是用逻辑门过激励晶体构成的,这不仅对长期稳定性没有好处,而且会引入比一个简单的晶体管振荡器还坏的相位噪声。
另外来自处理器的数字噪声,或者从集成封装的其它门电路来的数字噪声（假设逻辑门用作振荡器将作为相位噪声出现在振荡器输出端。
理想情况下,可使用一只晶体管或场效应管作为晶体振荡器和具有一个逻辑门的缓冲器。
这个逻辑门和振荡器本身具有去耦极好的电源。
集成封装的门电路将不被采用,因为来自那里的逻辑噪声将对信号相位调制（它们可以用在直流场合,但不能用于快速开关状态。
假如在晶体振荡器和各种模数转换器的采样时钟输入端之间有一个分频器,要使这个分频器的电源与系统逻辑分别进行去耦,以使电源噪声避开相位调制时钟。
采样时钟电源线应远离所有的逻辑信号线以防止来自引入的相位噪声干扰。
同时它还应远离低电平模拟信号线,以免使之恶化。
你已经告诉我不要使用处理器中的时钟振荡器作为采样的时钟源。
为什么不能使用?
因为这些信号之间有一个恒定的相位关系,所以两者用同一振荡器不是很合理吗?
确实如此,但在这种情况下使用一个独立的低噪声振荡器驱动处理器的时钟输入和经过分离缓冲的采样时钟分频器（虽然它们可封装在一起常常是比使用处理器中的振荡器要好。
在具有低采样速率中等精度的系统中使用处理器内部振荡器才有可能,但要用图16核对。
一个采样时钟上的噪声问题究竟怎样严重?
这个问题在有关数据采集系统的文章中很少见。
因为使用系统的限制因素是采样保持电路的孔径抖动,所以采样时钟的相位噪声往往被忽视。
但假如我们把系统作为一个整体考虑,那么孔径抖动恰恰是采样时钟链中总相位噪声的一个成分。
最新的采样模数转换器的孔径抖动的重要性比相位噪声的其它成分要小。
图16采样时钟的总相位抖动对信噪比或有效位数的影响
图16示出了采样时钟的总相位抖动对信噪比或有效位数（ENOB的影响。
这个抖动有效值为tph,它由采样时钟振荡器相位抖动、当传输采样时钟经过系统时引入的相位抖动和模数转换器的采样保持放大器的孔径抖动三者的平方和的平方根（rss组成。
图16的数据可
能有一些不准确,因为它用来说明仅需不太大的相位噪声便会使高分辨率采样系统性能变坏。
03高速比较器
为什么我不
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