L6563+L6599 LLC经典设计Word文档下载推荐.docx
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单串LED输出电流纹波：
Io_pp：
<
16.5mA
工作温度：
-20℃～60℃
启动时间：
1.5S
掉电维持时间tholdup：
40mS
PF值：
0.95（输入：
140Vac~270Vac；
输出为额定功率）
效率：
92%（输入：
b、国家国际规范要求[32]~[36]
1）
符合EN55015（灯具电磁兼容标准）
2）
符合IEC61373（铁路应用机车车辆设备冲击和振动试验）
3）
符合BS6853-1999（载客列车设计与构造防火通用规范）
4）
符合IEC60529/EN60529IP67
（防水等级）
5）
符合IEC1000-3-2/EN61000-3-2
电源方案的确定
为满足高功率因数、高效率、高可靠性以及LED需要单串恒流供电等一系列要求，在本论文中我们对每串LED灯都采用独立的恒流模块进行控制。
本方案是由AC/DC（PFC+LLC）模块和6个DC/DC恒流模块两部分组成。
为了缩小电源体积、降低电源复杂度以及良好地散热，本方案中恒流模块和LED一起集成在铝基板上。
主要以输入为140Vac~270Vac、输出以地铁车厢LED照明灯具（灯具的规格是：
10串*6并
*1W（3.3V/0.33A）的60颗LED灯组成）为负载的电源作为研究对象；
电源选取方案为PFC+LLC谐振变换器，外加多组恒流模块的结构。
依据地铁车厢LED照明供电系统对电源的严格的技术要求，本文第二、三章主要介绍PFC、LLC以及恒流模块等部分的工作原理、参数设计与优化、关键元件的设计与选取等；
第四章将主要讨论电源电磁兼容的设计过程；
第五章主要针对整机结构的进行研究与设计；
第六章主要是实验结果，并对结果进行分析；
最后，在第七章中对这一方案在地铁车厢LED照明供电领域中的应用进行了总结与展望。
功率因数（PFC）部分的研究与设计
2.1.1
功率因数的特性
根据电工学的基本理论，功率因数（PF）定义为有功功率（P）与视在功率（S）的比值，用公式表示为：
（2.1）
（2.2）
式（2.1）中，
为输入电流基波有效值；
为电网电流有效值；
，
……
为各次谐波有效值；
为输入电压基波有效值；
为输入电流畸变因数；
为基波电压、基波电流位移因数。
可见，功率因数由畸变因数
和基波电压、基波电流位移因数
决定。
低，则设备的无功功率大，设备利用率低，导线、变压器绕组损耗大；
低，表示设备输入电流谐波分量大，将造成电流波形畸变，对电网造成污染，使功率因数降低，严重时，会造成电子设备损坏。
但传统的功率因数概念是假定输入电流无谐波电流（即
或
）的条件下得到的，这样功率因数的定义就变成了
。
总谐波畸变THD（TotalHarmonicsDistortion）用来衡量电流波形的失真情况，定义为：
（2.3）
因此，功率因数的表达式可变换为：
（2.4）
又
（2.5）
由式（2.4），式（2.5）可得
（2.6）
从而，当
时，
（2.7）
由式（2.4）看出，可以采用两种方法来提高功率因数：
一是最大限度地抑制输入电流的波形畸变，使THD值达到最小；
二是尽可能地使电流基波与电压基波之间的相位差趋于零，使
，从而实现功率因数校正。
利用功率因数校正技术，可使交流输入电流波形完全跟踪交流输入电压波形的变化，使输入电流呈正弦波，并且和输入电压同相位。
2.1.2方案的确定
有源功率因数校正（APFC）是抑制电流谐波，提高功率因数最有效的方法，其原理框图如图2-1所示。
其基本思想是：
交流输入电压经全波整流后，对所得的全波整流电压进行DC/DC变换，通过适当控制使输入电流平均值自动跟随全波整流后的电压波形，使输入电流正弦化，同时保持输出电压稳定。
APFC电路一般都有两个反馈控制环：
内环为电流环，使DC/DC变换器的输入电流与全波整流电压波形相同；
外环为电压环，使DC/DC变换器输出稳定的直流电压。
图2-1APFC电路原理图
适用于APFC的拓扑有很多，原则上任何一种DC/DC变换器：
Boost变换器、Buck变换器、Buck-boost变换器、Flyback变化器、Cuk变换器等均可实现上述功能，都可作为PFC的主电路拓扑。
在实际应用中，由于PFC是对输入电流进行控制，因此一般采用Boost和Flyback变换器，这样电感串联在输入端，电流反馈控制实质上就是对输入电流进行控制。
Flyback型PFC虽然易于实现输入、输出间的隔离，但由于隔离变压器磁芯单向磁化，使得其磁通复位控制困难，变压器利用率低，适用于150W以下的电源和镇流器。
Boost型PFC输入电流连续，储能电感也兼做滤波器抑制RFI和EMI噪声，功率因数高，总谐波失真小，输出电压高，允许电容储存更多的电能，能提供更长时间的掉电保护，这些优点促使Boost型PFC的应用更为广泛。
根据电感电流的状态划分，Boost型APFC又可以分为断续模式（DCM），连续模式（CCM）和临街连续模式（CRM）。
图2-2说明了这三种模式的工作原理。
（a）DCM模式下的电感电流波形
（b）CCM模式下的电感电流波形
（c）CRM模式下的电感电流波形
图2-2
三种有源功率因数校正技术的原理
DCM有源功率因数校正技术的特点是所需电感量小，由于电感电流断续，其输入的峰值电流可以自动跟踪输入电压，通常采用PWM的调制方式，而且只用单环控制即可，因此电路结构非常简单，整流二极管不存在反向恢复的问题，但是在同等输出功率的情况下，DCM模式的输入电流峰值大，开关管的关断损耗、二极管的开通损耗和器件电流应力都比较大。
因此，一般只用于小功率的场合。
CCM有源功率因数校正技术的优点是可以用在较大功率的场合，由于电感电流连续，纹波较小，因此输入滤波简单。
CCM模式也存在一些问题：
开关管不是零电流开通，因此开通时的尖峰电流会给开关管带来较大的损耗。
由整流二极管反向恢复引起的di/dt会给整个电路带来严重的干扰。
而且它的控制一般需要输出电压和电感电流两个状态量的反馈，因此电路结构比较复杂。
CRM有源功率因数校正技术可以做到DCM和CCM两者的折中。
与DCM模式相比，CRM模式的器件应力较小，应用的功率场合比DCM更广泛。
而与CCM模式相比，CRM模式不存在整流二极管的反向恢复，开关管是零电流开通，且控制电路相对简单。
但受到器件应力的限制，CRM也不能用在较大输出功率的场合。
在300W以下，CRM与其他两种模式相比，还是具有明显的优势。
基于上述描述，前级功率因数校正电路选用CRM模式的Boost型PFC。
控制芯片选择ST公司的L6563[37]。
L6563内部有一个乘法器，交流输入电压经过分压后作为一个输入信号，另一个输入是输出电压和参考电压的误差信号，两者相乘作为电感电流采样信号的限制值。
当MOS管开通，电感电流上升，直到达到限制值时，MOS管关断，电流下降。
当过零检测网络检测到电感电流为零时会再次驱动MOS管开通，从而实现功率因数校正的功能。
2.1.3功率因数部分电感及其他参数的计算
所需要的PFC电路的参数指标：
输入电压Uin_rms：
140~270Vac
最大输入功率Pin_max：
71.6W/0.92=77.8W
额定输出电压Uo：
400V
输出电压纹波：
Uo_pp：
16V
输出功率PDC_max：
40V*1.7A/0.95=71.6W
18ms，保证PDC=71.6W，Uin_rms=140V/50Hz情况下
Uhold>
360V
最小开关频率fs：
30kHz
（1）功率因数校正部分电感值的确定：
功率因数部分电感及其他参数的计算
由CRM工作方式可知，在开关管Q导通时，有
（2.8）
开关管Q关断时有
（2.9）
其中，
为瞬时输入电压值，
为开关周期内开关关断时间，
为开通时间，
是一个开关周期内电感电流的峰值。
由（2.8）式可以得到
（2.10）
由（2.9）式可以得到
（2.11）
电网瞬时输入电流
与电感电流
有如下关系：
（2.12）
根据功率守恒（考虑转换效率
）有
（2.13）
、
分别为PFC电路的输入和输出功率。
令输入电压为
，输入电流
可以得到
（2.14）
由（2.13）式可以求得
（2.15）
结合（2.12）式和（2.15）式可以得到
（2.16）
由于CRMPFC在特定输出功率、输入电网电压的条件下，具有恒定的导通时间，将（2.16）代入（2.10），得到
（2.17）
将（2.16）代入（2.11），有
（2.18）
由（2.17）、（2.18）可知，开关周期
（2.19）
开关频率
（2.20）
由（2.20）式可知，在输入电压达到最大值时，开关频率有最小值为：
（2.21）
则相应的L值为
（2.22）
当
，输入电压在140Vac~270Vac范围内变化时，电感量与输入电压有效值之间的关系如图2-3所示。
图2-3
输入电压有效值与电感量之间的关系
应该选取整个电压变换范围内所需电感的最小值作为Boost电感的取值，从图2-3可以得到电感值为750
H。
（2）Boost二极管的选择：
流过二极管的平均电流
，二极管工作时需要承受的电压为400V，考虑裕量，选择二极管的型号为HER3
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