L6563+L6599 LLC经典设计Word文档下载推荐.docx
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单串LED输出电流纹波:
Io_pp:
<
16.5mA
工作温度:
-20℃~60℃
启动时间:
1.5S
掉电维持时间tholdup:
40mS
PF值:
0.95(输入:
140Vac~270Vac;
输出为额定功率)
效率:
92%(输入:
b、国家国际规范要求[32]~[36]
1)
符合EN55015(灯具电磁兼容标准)
2)
符合IEC61373(铁路应用机车车辆设备冲击和振动试验)
3)
符合BS6853-1999(载客列车设计与构造防火通用规范)
4)
符合IEC60529/EN60529IP67
(防水等级)
5)
符合IEC1000-3-2/EN61000-3-2
电源方案的确定
为满足高功率因数、高效率、高可靠性以及LED需要单串恒流供电等一系列要求,在本论文中我们对每串LED灯都采用独立的恒流模块进行控制。
本方案是由AC/DC(PFC+LLC)模块和6个DC/DC恒流模块两部分组成。
为了缩小电源体积、降低电源复杂度以及良好地散热,本方案中恒流模块和LED一起集成在铝基板上。
主要以输入为140Vac~270Vac、输出以地铁车厢LED照明灯具(灯具的规格是:
10串*6并
*1W(3.3V/0.33A)的60颗LED灯组成)为负载的电源作为研究对象;
电源选取方案为PFC+LLC谐振变换器,外加多组恒流模块的结构。
依据地铁车厢LED照明供电系统对电源的严格的技术要求,本文第二、三章主要介绍PFC、LLC以及恒流模块等部分的工作原理、参数设计与优化、关键元件的设计与选取等;
第四章将主要讨论电源电磁兼容的设计过程;
第五章主要针对整机结构的进行研究与设计;
第六章主要是实验结果,并对结果进行分析;
最后,在第七章中对这一方案在地铁车厢LED照明供电领域中的应用进行了总结与展望。
功率因数(PFC)部分的研究与设计
2.1.1
功率因数的特性
根据电工学的基本理论,功率因数(PF)定义为有功功率(P)与视在功率(S)的比值,用公式表示为:
(2.1)
(2.2)
式(2.1)中,
为输入电流基波有效值;
为电网电流有效值;
,
……
为各次谐波有效值;
为输入电压基波有效值;
为输入电流畸变因数;
为基波电压、基波电流位移因数。
可见,功率因数由畸变因数
和基波电压、基波电流位移因数
决定。
低,则设备的无功功率大,设备利用率低,导线、变压器绕组损耗大;
低,表示设备输入电流谐波分量大,将造成电流波形畸变,对电网造成污染,使功率因数降低,严重时,会造成电子设备损坏。
但传统的功率因数概念是假定输入电流无谐波电流(即
或
)的条件下得到的,这样功率因数的定义就变成了
。
总谐波畸变THD(TotalHarmonicsDistortion)用来衡量电流波形的失真情况,定义为:
(2.3)
因此,功率因数的表达式可变换为:
(2.4)
又
(2.5)
由式(2.4),式(2.5)可得
(2.6)
从而,当
时,
(2.7)
由式(2.4)看出,可以采用两种方法来提高功率因数:
一是最大限度地抑制输入电流的波形畸变,使THD值达到最小;
二是尽可能地使电流基波与电压基波之间的相位差趋于零,使
,从而实现功率因数校正。
利用功率因数校正技术,可使交流输入电流波形完全跟踪交流输入电压波形的变化,使输入电流呈正弦波,并且和输入电压同相位。
2.1.2方案的确定
有源功率因数校正(APFC)是抑制电流谐波,提高功率因数最有效的方法,其原理框图如图2-1所示。
其基本思想是:
交流输入电压经全波整流后,对所得的全波整流电压进行DC/DC变换,通过适当控制使输入电流平均值自动跟随全波整流后的电压波形,使输入电流正弦化,同时保持输出电压稳定。
APFC电路一般都有两个反馈控制环:
内环为电流环,使DC/DC变换器的输入电流与全波整流电压波形相同;
外环为电压环,使DC/DC变换器输出稳定的直流电压。
图2-1APFC电路原理图
适用于APFC的拓扑有很多,原则上任何一种DC/DC变换器:
Boost变换器、Buck变换器、Buck-boost变换器、Flyback变化器、Cuk变换器等均可实现上述功能,都可作为PFC的主电路拓扑。
在实际应用中,由于PFC是对输入电流进行控制,因此一般采用Boost和Flyback变换器,这样电感串联在输入端,电流反馈控制实质上就是对输入电流进行控制。
Flyback型PFC虽然易于实现输入、输出间的隔离,但由于隔离变压器磁芯单向磁化,使得其磁通复位控制困难,变压器利用率低,适用于150W以下的电源和镇流器。
Boost型PFC输入电流连续,储能电感也兼做滤波器抑制RFI和EMI噪声,功率因数高,总谐波失真小,输出电压高,允许电容储存更多的电能,能提供更长时间的掉电保护,这些优点促使Boost型PFC的应用更为广泛。
根据电感电流的状态划分,Boost型APFC又可以分为断续模式(DCM),连续模式(CCM)和临街连续模式(CRM)。
图2-2说明了这三种模式的工作原理。
(a)DCM模式下的电感电流波形
(b)CCM模式下的电感电流波形
(c)CRM模式下的电感电流波形
图2-2
三种有源功率因数校正技术的原理
DCM有源功率因数校正技术的特点是所需电感量小,由于电感电流断续,其输入的峰值电流可以自动跟踪输入电压,通常采用PWM的调制方式,而且只用单环控制即可,因此电路结构非常简单,整流二极管不存在反向恢复的问题,但是在同等输出功率的情况下,DCM模式的输入电流峰值大,开关管的关断损耗、二极管的开通损耗和器件电流应力都比较大。
因此,一般只用于小功率的场合。
CCM有源功率因数校正技术的优点是可以用在较大功率的场合,由于电感电流连续,纹波较小,因此输入滤波简单。
CCM模式也存在一些问题:
开关管不是零电流开通,因此开通时的尖峰电流会给开关管带来较大的损耗。
由整流二极管反向恢复引起的di/dt会给整个电路带来严重的干扰。
而且它的控制一般需要输出电压和电感电流两个状态量的反馈,因此电路结构比较复杂。
CRM有源功率因数校正技术可以做到DCM和CCM两者的折中。
与DCM模式相比,CRM模式的器件应力较小,应用的功率场合比DCM更广泛。
而与CCM模式相比,CRM模式不存在整流二极管的反向恢复,开关管是零电流开通,且控制电路相对简单。
但受到器件应力的限制,CRM也不能用在较大输出功率的场合。
在300W以下,CRM与其他两种模式相比,还是具有明显的优势。
基于上述描述,前级功率因数校正电路选用CRM模式的Boost型PFC。
控制芯片选择ST公司的L6563[37]。
L6563内部有一个乘法器,交流输入电压经过分压后作为一个输入信号,另一个输入是输出电压和参考电压的误差信号,两者相乘作为电感电流采样信号的限制值。
当MOS管开通,电感电流上升,直到达到限制值时,MOS管关断,电流下降。
当过零检测网络检测到电感电流为零时会再次驱动MOS管开通,从而实现功率因数校正的功能。
2.1.3功率因数部分电感及其他参数的计算
所需要的PFC电路的参数指标:
输入电压Uin_rms:
140~270Vac
最大输入功率Pin_max:
71.6W/0.92=77.8W
额定输出电压Uo:
400V
输出电压纹波:
Uo_pp:
16V
输出功率PDC_max:
40V*1.7A/0.95=71.6W
18ms,保证PDC=71.6W,Uin_rms=140V/50Hz情况下
Uhold>
360V
最小开关频率fs:
30kHz
(1)功率因数校正部分电感值的确定:
功率因数部分电感及其他参数的计算
由CRM工作方式可知,在开关管Q导通时,有
(2.8)
开关管Q关断时有
(2.9)
其中,
为瞬时输入电压值,
为开关周期内开关关断时间,
为开通时间,
是一个开关周期内电感电流的峰值。
由(2.8)式可以得到
(2.10)
由(2.9)式可以得到
(2.11)
电网瞬时输入电流
与电感电流
有如下关系:
(2.12)
根据功率守恒(考虑转换效率
)有
(2.13)
、
分别为PFC电路的输入和输出功率。
令输入电压为
,输入电流
可以得到
(2.14)
由(2.13)式可以求得
(2.15)
结合(2.12)式和(2.15)式可以得到
(2.16)
由于CRMPFC在特定输出功率、输入电网电压的条件下,具有恒定的导通时间,将(2.16)代入(2.10),得到
(2.17)
将(2.16)代入(2.11),有
(2.18)
由(2.17)、(2.18)可知,开关周期
(2.19)
开关频率
(2.20)
由(2.20)式可知,在输入电压达到最大值时,开关频率有最小值为:
(2.21)
则相应的L值为
(2.22)
当
,输入电压在140Vac~270Vac范围内变化时,电感量与输入电压有效值之间的关系如图2-3所示。
图2-3
输入电压有效值与电感量之间的关系
应该选取整个电压变换范围内所需电感的最小值作为Boost电感的取值,从图2-3可以得到电感值为750
H。
(2)Boost二极管的选择:
流过二极管的平均电流
,二极管工作时需要承受的电压为400V,考虑裕量,选择二极管的型号为HER3