LED照明的直流驱动电路设计新方法Word下载.doc

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使用降压模式DC-DC转换器的LED驱动。

在图1所示的电路中，ZXSC300系列DC-DC控制器驱动以降压模式工作的外部开关。

表1列出了12V电源系统的材料清单。

通过增加R2的值可提供更高的系统电压，例如，要得到24V的电压仅需将R2值改为2.2kΩ，同时电容C1也须有更高的额定电压，电路基本工作原理如下：

当Q1导通时，电流流过LED、电容C2和电感。

当R1两端的压降达到Isense引脚的阈值电压时，Q1关断并保持一个固定时间，电感中的能量流过D1和LED。

经过这个固定时间后，Q1重新导通，如此循环往复。

电路工作原理分析

下面对电路的工作原理进行更详细地分析，以得到电路参数及与系统设计相关的计算。

下面从开关Q1在一个固定时间TON内导通开始分析。

ZXSC310将Q1导通直至它在Isense引脚上检测到19mV电压（标称值），于是达到此阈值电压时Q1上的电流为19mV/R1，称为IPEAK。

当Q1导通，电流从电源流出，流过C1和串联LED。

假设LED正向压降为VF，则剩下的电源电压将全部落在L1上，称为VL1，并使L1上的电流以di/dt=VL1/L1的斜率上升。

其中di/dt单位为安培/秒、VL1的单位为伏、L1的单位为亨。

Q1与R1上的压降忽略不计，因为Q1的导通电阻RDS（ON）很小，且R1上的压降总是小于19mV。

19mV是Q1的关断阈值电压，依据Isense引脚的阈值电压设置。

VIN=VF+VL1

TON=IPEAKxL1/VL1

图2：

12V系统的典型性能曲线。

由于将VIN减去LED正向压降可得到L1两端的电压，故可算出TON。

因此，如果L1较小，则对于同样的峰值电流IPEAK及电源电压VIN，TON亦较小。

请注意，在电感电流上升到IPEAK的过程中，电流流过LED，因此LED上的平均电流等于TON上升期间及TOFF下降期间的电流之和。

现在看一下Q1关断期间（TOFF）的情况。

ZXSC300系列DC-DC控制器的TOFF在内部被固定为1.7us（标称值），需要注意的是，如果用该值来计算电流斜坡，则其范围最小为1.2μs，最大为3.2μs。

为尽量减少传导损耗及开关损耗，TON不能比TOFF小太多。

过高的开关频率会造成较高的dv/dt，因此建议ZXSC300和310的最高工作频率为200kHz。

假设固定TOFF为1.7μs，则TON最小值为5μs－1.7μs=3.3μs。

然而这不是一个绝对限制值，这些器件已可在2至3倍该频率下工作，但转换效率会降低。

在TOFF期间，储存在电感中的能量将被转移到LED，只在肖特基二极管上有一些损耗。

储存在电感中的能量为：

EQ1

系统可以以连续或非连续模式工作，两者之间的差别及对平均电流的影响将在后面部分中解释。

如果TOFF恰好是电流达到零所需的时间，则LED中的平均电流将为IPEAK/2。

实际上，电流可能会在TOFF之前达到零，此时平均电流将小于IPEAK/2，因为在这个周期里有一段时间LED的电流为零，这称为“非连续”工作模式。

如果经过1.7μs后电流没有达到零，而是下降到IMIN，则称器件进入“连续”工作模式。

LED电流将在IMIN与IPEAK之间上升和下降（di/dt斜率可能不同），此时平均LED电流为IMIN与IPEAK的平均值。

图3：

24V系统的典型性能曲线。

通过用实际值进行计算，上面的原理可运用于实际电路设计。

例如，已知输出电压稳定的12V直流电源以及3个功率为1W的LED（需要340mA工作电流），即可参考图1所示的电路及表1列出的材料清单进行设计。

该设计可工作在11V至18V电源电压范围内。

电源输入电压=VIN=12V，LED正向压降=VF=9.6V，VIN=VF+VL1。

因此，VL1=12V-9.6V=2.4V。

峰值电流=Vsense/R1=34mV/50m（=680mA，这里R1就是Rsense。

TON=IPEAKxL1/VL1

在上述等式中，近似认为在整个电流上升与下降期间LED正向压降不变。

事实上它会随电流升高而增大，但这些公式使设计计算的结果在实际电路所用器件的容差范围内。

此外，VIN与VF之间的差值小于它们中的任何一个，所以6.2μs的上升时间将基本上取决于这些电压值。

值得注意的是，对于9.6V的LED正向压降以及300mV的肖特基二极管正向压降来说，从680mA下降到零的时间为：

由于TOFF一般为1.7μs，所以电流有足够的时间降到零。

然而，尽管1.5μs已相当接近1.7μs，因为器件的容差，线圈电流可能不能降到零。

但这不是什么大问题，因为残余电流会很小。

需要注意的是，由于对峰值电流的测量及关断，不可能产生在具有固定TON时间的转换器里发生的危险的“电感阶跃”（inductorstaircasing）问题。

由于电流可能永远都不会超过IPEAK，所以即使电流从一个有限值开始增长（即连续模式），也不会超过IPEAK，于是LED电流将近似等于680mA与0的平均值，即340mA。

它并不是严格意义上的平均值，因为有200ns的时间里电流为零，但与IPEAK及器件容差相比这非常小。

图2与图3分别描述了12V与24V系统的性能。

电路设计计算

在TON期间（假设为非连续工作模式），电源的输入功率等于VIN×

IPEAK/2，因而电源的平均输入电流等于该电流乘以TON相对于整个周期时间的比值。

从上式可看出平均电源电流是如何在较低电压下随着TON相对于固定的1.7μs的增加增大。

这是符合功率原理的，因为当电源电压较低时，固定（或近似固定）的LED功率需要更多电源电流才能获得相同功率。

表1：

12V系统的材料清单。

储存在电感中的能量等于从电感转移到LED的能量（假设为非连续工作模式），为：

因此，当输入电压与输出电压的差别变得更大时，从电感转移到LED的能量比LED直接从电源获取的能量要更多些。

如果能计算出使电流正好在1.7μs时达到零的电感值L1及峰值电流IPEAK，则LED的功率将不会太依赖于电源电压，因为此时LED中的平均电流总是近似为IPEAK/2。

随着电源电压的增加，达到IPEAK所需的TON将减小，但LED的功率基本恒定，且在TON期间只吸取从零至IPEAK的电源电流。

电源电压越高，TON占整个周期的比例越小，所以较高电源电压时的平均电源电流亦较小，这样保持了功率（和效率）的恒定。

肖特基二极管正向压降会使效率降低。

例如，假设LED的VF为6V，肖特基二极管的VF为0.3V，则从电感转移过来的能量的效率损失为5%，即肖特基二极管正向压降与LED正向压降之比。

在TON期间，肖特基二极管不在电流回路中，故不会引入损耗，因此整个效率损失比取决于TON与TOFF之比。

对于TON占整个周期的大部分的低电源电压来说，由肖特基二极管引入的损耗并不大。

当LED电压较高（多个LED串联）时，肖特基二极管引入的损耗也不大，因为此时肖特基二极管正向压降在整个压降所占的比例将更小。

本文小结

本文的电路设计显示了如何在卤素灯泡替代应用中使用高效率电路驱动LED。

尽管LED拥有比卤素灯泡更高的初始成本，但总成本比卤素灯泡低或者相当。

在一些很难进行替代或替换费用昂贵的应用中，LED可能是唯一的具有成本效益的解决方案。

随着LED照明输出效率逐步提高以及成本降低，使用LED照明的趋势将会更加明显。