LLC设计步骤PPT资料.pptx

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LLC设计步骤,LLC的基本原理LLC的设计方法LLC的几个问题,LLC的基本原理,MOSFET适合零电压开关,2DS,12,CV,开通损耗,+,MOSFET适合零电压开关,关断损耗,MOSFET的零电压开关,MOSFET开通前,其Vds电压已经为零,则为零电压开通（ZVS）,ZVS的实现需要驱动信号来时有电流从S到D流通,LLC可以实现,VDSVGS,ir,关断损耗避免不了,LLC的架构,LLC两个谐振频率,2LsLpCr,fr2,Ls,fr,kLp,2LsCr,1,1,LLC的详细工作过程,AcrobatDocument,输入FHA等效电路,2,n1,3,5.n,VsVin2Vin1sin（2nfswt）,Vs12Vinsin（2fst）,Ir,输出FHA等效电路,Vr14Vosin（2fstR）,Ir1IR1sin（2fstR）,0,Ts/2,2,IR1|sin（2fstR）|dtIR1,2,Io,Ts,22,ir1（t）Io,ReVr1（t）8*Vo8R,Vr1,Ir1同相,所以阻抗为电阻,Vr1Ir1,输出FHA等效电路,等效到初级侧,8R,2,RACn2Ren2,4,VpnVr1nVo,LLC的简化FHA等效电路,1/sCrsLr（sLp/Rac）,4sLp/Rac,4n,Vin2,|G|nVo,VS1,VS1,VP,nVP,2,Vs12VinVinVs1,4n,VpnVr1n4VoVoVp,归一化增益,LLC的稳压原理,（1k）*（x）212Qk（x）*（x）212,k*（x）2,|G（f）|,输入或负载变化时引起Vp变化,通过改变频率使1/sCr+sLr的分压相应改变，最终维持负载电压不变,即Vp不变,xf,Lsfr,RAC,Q2frLs,kLp,LLC的DC特性,ZVS区域1,ZVS区域2,ZCS区域,ZVS区域1的波形,ffr开关频率大于谐振频率上管开通前电流由S-D流通,谐振点的波形,f=fr开关频率等于谐振频率下管开通前电流由S-D流通,ZVS区域2的波形,ffr开关频率小于谐振频率上管开通前电流由S-D流通,ZCS区域的波形,ffr2开关频率小于谐振频率上管开通前电流由D-S流通,0,电流由D-S流过Q2体二极管,LLC的设计方法,已知的条件,输入电压范围输出电压、电流确定需要的谐振频率额定输入、输出满载时电源工作在fr附近可简单得到的结果变压器变比n需要的电压增益Gmax,GminRac；@#@k需要求解的量,Q值，由此得到Cr,Ls,Lp最小、最大开关频率,LLC的DC特性,ZVS区域1,ZVS区域2,ZCS区域,（1k）*（x）212Qk（x）*（x）212,k*（x）2,|G（f）|,Gmax已知，3个变量，无法求出Q值,Gmax,K值的确定,k=1,k=4,k=16,K值越小，获得相同增益的频率变化范围越窄K值越大，获得相同增益的频率变化范围越宽,K值的确定,k=1,k=4,k=16,k值越大，MOSFET在fr附近的导通损耗和开关损耗越低,综合以上考虑k一般取2.5-6的范围,Q值的讨论,Gmax,满足Gmax的Q值有很多,Q对初级电流的影响,Q2frLsRAC,QLsLpk*LsLmLsLpILP,82,Irms,8nRL,2,Lm2fr2,VO2n4RL,k,K值固定后，在保证ZVS的条件下尽量选用大的Q值,（1k）*（x）212Qk（x）*（x）212,k*（x）2,|Gmax|,再看变量,已知量,仍有Q,x为未知量，需要新的条件才能解出Q值，从而确定Cr,Lr,Lm,从阻抗想办法,LLC的阻抗特性,xk,x2k2,1x1x2k2Q2,Zo*Q*jx1x2k2Q2,Zin1sLr（sLp/Rac）sCr,Zin,RAC,Ls2frLr,Q,kLp,fr,xf,LLC的输入阻抗,Zin1sLr（sLp|Rac）sCr,ZVS的条件:

@#@电流落后于电压，即Zin为感性频率增加，阻抗增加,电压波形,电流波形,相位差为0是感性容性的分界线,LLC的阻抗特性,222,1xkx1xkQ,jx,x2k2,ZinZo*Q*1x2k2Q2,Qmax（x）,1,1,k（1x2）（kx）2,虚部为零，是感性容性的分界线，由此条件得到,（1k）*（x）212Q*k*（x）*（x）212,k*（x）2,|Gmax|,再看增益公式，把Qmax（x）带入公式，可求出x，再得到Qmax，从而得到Cr,Lr,Lm；@#@令Q=0得空载工作频率,已知量,代换为x,xk,x1x2k2Q2,x10,只有x是未知量,解求各参数,（1k）*（x）212Qk（x）*（x）212,k*（x）2,|Gmin|,已知量,令Q=0,由最高输入电压时的增益（Gmin）和空载条件（Q=0）求解最高工作频率,（1k）*（x）21,k*（x）2,|Gmin|,只有x是未知量,结果,）,1,Gmax2,1k（1,fmin,fr,k*Gmax,0.95,Q0.95Qmax,Gmax2,*k,Gmax211,2frLpk*Ls,LsQ*RAC,2*fr*RAC*Q,Cr,）,1,Gmin,1k（1,fmax,fr,ZVS的另一个限制,Td,Ip（2CossCstray）Vin,4fmax*（LsLp）,*,LsLp4,Im,Tmin,VinMax,VinMax,核算ImIp，不满足重选Q,Ip,Im,输入电压最高时的Im,保证ZVS的Ip,确定输入输出指标选择谐振频率和选择操作区域计算变压器变比和谐振元件值计算功率器件电压电流应力选择器件和变压器设计,归一化的计算步骤,实际计算步骤,1.输入输出指标,输入电压范围：

@#@VinMin=250V,VinMax=420V额定输入电压：

@#@VinNom=400VDC输出电压电流（最大值）：

@#@24V/10A,12V/4A输出功率：

@#@Po=2410124288W,2.选择谐振频率和工作区域,谐振频率fr=100KHz额定输入输出时电源工作在fr,3.计算变压器变比和谐振元件值,3.1理论变比,VoVD240.7,n228.1,VinNom400,实际计算步骤,3.2最高、最低输入电压的增益,Gmin2n*（VoVd）2*8.1*（240.7）0.952VinMax420Gmax2n*（VoVd）2*8.1*（240.7）1.6VinMin250,2,RL,PO288,VO2242,RACn28RL8.12*8*2106.522,3.3计算等效为24V输出的负载电阻和反射电阻,实际计算步骤,3.4取k3,0.426,1.62,1.621,*3,3*1.6,0.95,0.95Gmax2,*k,k*GmaxGmax21,Q,59.5KHz,fr,）,1,100,1,1.62,Gmax2,）13（1,1k（1,fmin,108.5KHz,fr,fmax,）,0.952,1,100,1,Gmin,）13（1,1k（1,3.5计算Q,fmin,fmax,Ls,Lp,Cr,实际计算步骤,LsQ*RAC0.426*106.572uH2fr2*100Lpk*Lr3*72216uH,35nF,12*fr*RAC*Q,Cr,12*100*106.5*0.426,3.36A,4fmax*（LrLp）,VinMax,4*108.5*（72216）,420,Im,1.05A,Td200*109,Ip（2CossCstray）Vin500*1012*,420,3.6核算ImIp,ImIp,如不满足需降低Q或增大Lr+Lp,4.计算功率器件电压电流应力,实际计算步骤,4.1初级电流有效值,VO2nRL,8nRLLm2fr2,Irms,42,821.6A,4.2MOSFET电压,电流最大值,电流有效值,2,2,VMosVinMax420VIMax_MosIOCPIrms_MosIrms1.61.13A,PConduct_lossIrms_Mos2Rds1.28Rds,实际计算步骤,4.3次级整流管电压,电流,损耗（24V输出）,22,VD_Max2*VO2*2448ID_AvgIo105A（24V）,PD_Conduct_lossVD_Conduct_Avg*ID_Avg0.7*53.5W,4.4谐振电容电流有效值、最大电压,VO2nRL,8nRLLm2fr2,ICr_rmsIrms,42,821.6A,22frCr,1420IOCP2frCr,VCr_MaxVin_Max2*Irms_Max*2,实际计算步骤,4.5输出电容的电流有效值（f=fr,24V输出）,Io2,ICo_Rms,8,Io2.32A,8,2,2,22,Io,5.选择器件和变压器设计,实际计算步骤,MOSFET:

@#@满足20裕量,电压500V，电流从发热和Coss考虑（保证高压时ZVS）Cr:

@#@满足RMS电流的要求，电压为计算值1.5倍左右Co:

@#@满足RMS电流要求D:

@#@电压满足20裕量;@#@电流考虑到不平衡,取40裕量，其余从发热考虑变压器实际变比,3,319.35,nrealn*,k,k18.1*,Lp,LrLpn*,实际计算步骤,初级最小匝数（EER40）,*10332.5,NP_Min,2fmin*B*Ae2*59.5*0.4*149,nreal（VoVd）9.35（240.7）,选择次级匝数，计算初级匝数使其大于32.5TN12=2T;@#@N24=4TNp=9.35*4=37.433最终结果：

@#@Np=37TN12=2TN24=4T,LLC的几个问题讨论,变压器变比和结构电流不对称控制环路,LLC变压器磁阻模型,除了普通变压器的空气漏磁外,LLC变压器有新的漏磁路径，使漏感很大,磁电对偶关系得到电路模型,LLC变压器电路模型,半个周期只有一路导通,漏感会使谐振时的输出电压变高,LLC变压器电路模型,由于fr时的增益1,实际变比比理论变比大才能得到理论电压,a为理论变比,n为实际变比,LLC变压器漏感的调整,增加初次级的距离增加了漏感,一个变压器实测结果,初次级都不加3.6mm档墙Lm=680uH,Ls=123uH在次级加3.6mm档墙Lm=680uH,Ls=140uH,初级加3.6mm,次级不加3.6mm档墙Lm=700uH,Ls=146uH初级、次级都加3.6mm档墙Lm=700uH,Ls=160uH,档墙,次级加的位置,可能的变压器集成方式,A,B,C,D,驱动不对称造成电流不对称,实际测量结果：

@#@二极管经受2.4%的占空比失衡时，就会存在20%的RMS电流失配导致二极管过度设计,驱动对称就好了吗？

@#@,驱动几乎完全对称,电流不平衡由正负半周的漏感不同引起,双线并绕可以减少这种情况,LLC控制环路,由于调制频率在谐振频率范围，LLC不适合于状态空间法见于论文的是扩展描述法，但相当复杂目前常用的是时域仿真的方法优点：

@#@只需要开关模型，很多软件工具可用，如Simplis。

@#@结果和实际一致（其实就相当于网络分析仪测试）缺点：

@#@无法取得零、极点的数学表达，所以不能用数学工具设计反馈,高于谐振频率不同负载时的小信号传递特性1,LPFmovesLoaddecrease,ESRzero10KHz,Doublepole25KHz,（Fr=66KHz,simulationsaround90KHz）,ESRzero10KHz,LPFmovesLoaddecrease,（Fr