老树发新芽EL34和KT88通用胆机一.docx
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老树发新芽EL34和KT88通用胆机一
老树发新芽EL34和KT88推挽胆机
(一)
2011年12月,我开始实施筹划很久的将300B推挽胆机改用KT88和EL34的计划。
原来的机器底盘、一对输出变压器、1只扼流圈、8个高压大容量电解都不变,其余从电源到元器件和接线都有修改。
每个双休日从杭州回到绍兴家中就一头扎进工作间,有时连续忙乎到第二天凌晨3点才去睡觉。
2012年12月,机器开始发声调试,到2015年9月第4次修改完成,历经4年时间,终于磨好一剑。
KT88和EL34推挽机改好后,信噪比很高,达到95db,音量电位器开到最大,耳朵紧贴音箱也听不到一点哼声和噪音,背景非常干净。
实际听感也很好,高频细节很多且柔顺,中频醇厚饱满,人声尤其好,低频力度很足且富有弹性,高低频两端延伸很宽,整体音场很开阔,声音很开扬,比原来300B失真小。
下图是EL34推挽正在工作。
改制推挽机时的主要工程量是:
(1)局部修改线路:
由于没有采用直热管,旁热管阴极中毒问题没有直热管那么突出,所以取消高压延时电路。
前级音调的衰减和提升从±15db改为±6db,电位器改为B型(直线型)。
倒相级的恒流源改回最初的五极电子管,采用EF89。
设置功率管三极管接法和超线性接法转换开关,用于切换工作状态。
电源滤波改为CLC,每声道的后级高压增加第一级C滤波,采用法国苏伦4.7ufMKP电容和德国ROE1ufMKT电容并联成28uf,第二级10H电感滤波保持不变。
每声道的前级高压增加第一级C滤波,采用德国西门子与松下合作的S+M电容660uf/400V(madeingermany)两个串联,并且增加第二级5H电感滤波。
(2)局部修改用料:
100K音量电位器改为100K24档步进电位器,以求改善左右声道平衡度。
前级SRPP电路放大管改用12AU7(ECC82)代替原来的6N11(ECC88),以达到在不改变前级稳压电路前提下使前级放大管的工作点处于A类的目的。
由于12AT7有更高跨导(5.5mA/V)和放大系数(60)及较适合的阳极电流(10mA),作阴极跟随器时将有更小输出电阻和更大的电流驱动能力,所以仿照麦景图MC-275,阴随推动级的电子管改用与12AZ7等效的12AT7代替原来的5814A(ECC82)。
(3)重新设计制作电源变压器。
原因有四:
1、原来并不想重绕变压器,但做负荷实验时一个整流桥击穿而导致变压器被烧;2、原来只有一个负偏压绕组,两声道公用,在没有条件做去耦测试的情况下,将影响声道分离度;3、灯丝改全交流供电,需增加灯丝绕组中心抽头;4、为改为用旁热式电子管整流做好准备——高压绕组抽头要精确,两组电压要一致,以便由两组桥式硅整流合并为一组全波电子管整流,并且预留整流管的5V灯丝绕组。
(4)增加元件或修改部分元件参数
(a)增加元件:
主要是增加五极管的栅极抑制电阻。
五极管的的跨导比较高,有可能产生射频振荡。
根据MorganJones所著的《电子管放大器》的论述,EL34和KT88的栅极抑制电阻采用1.2K。
(b)修改部分元件参数:
主要是输入级的阴极交流旁路电容容量原先采用1000uf,可能并不合适,需要经过计算重新选择。
(一)设计制作电源变压器和整流元件选择
一、次级电流功率计算
1、后级高压电流:
KT88最大电流——固定偏压-59V,超线性,Va453V,2×140mA=280mA
实际:
Va400V,三极管接法,固定偏压-40V,2×100mA=200mA
后级高压功率:
电感负载桥式最大1.1×370×0.28×2=228W,实际1.1×370×0.2×2=162.8W,
2、前级高压电流:
工作点电流2×12AU7_2×3.5mA,6E2_2×1mA,6SN7_2×5mA,稳压管电流2×6mA,EF89的帘栅极电流_2×3mA,12AT7_2×7.5mA,合计52mA,最大不会超过64mA。
功率(电容负载桥式)最大1.56×340×0.064×2=67.89W=68W
3、后级灯丝电流:
1.6A×2=3.2A,功率6.3×3.2×2=40.32W
4、前级灯丝电流:
6.3V——6E2_0.3A,6SN7_0.6A,EF89_0.2A,合计1.1×2=2.2A,功率6.3×2.2=13.9W。
12.6V——12AU7_0.15A,12AT7_0.15A,合计0.15×6=0.9A,功率12.6×0.9=11.3W
加上预留负栅压电子管整流EZ81的灯丝供电1.2A,共计32.44W。
5、预留电子管整流灯丝电流:
后级用5Z8P,5.75A;前级用5Z4P,2.2A,39.85W。
总计77.41W。
6、负偏压电流:
主要是12AT7的阴极电流15mA。
改用12BH7时,阴极电流18mA。
功率(电容负载桥式)1.56×141×0.018×2=7.9W
合计:
最大——228+68+40.3+77.41+7.9=421.6W实际约250W
初级功率最大397.3/0.9=441W,电流2.0A。
实际250/0.9=278W,电流1.27A
二、变压器制作
英国缺口铁芯,B=10000GS,133×110×70mm,舌宽44mm,截面30.8㎝2,N=1.5N/V,
窗口:
66mm×22㎜,除去骨架占用的,实际61.7㎜×19.15㎜
(1)灯丝:
为了使6.3V绕组的中心抽头准确,圈数改为10N,在第5匝处抽头,改匝比为N=1.5873N/V。
电流3.2A,线径D=0.7×√3.2=1.25㎜,外径1.33㎜。
2组6.3V——KT88×4灯丝,20N;2组6.3V——前级左右声道灯丝和EZ81×1(负栅压整流)灯丝,20N;1组12.6V——前级部分管子灯丝,20N;在第10匝处抽头;4组5V——为改电子管整流预留:
5z8p×1+5z4p×1,4×8N=32N,合计92匝,1层46匝,2层正好可以绕下,厚度:
2×1.33+0.05=2.71㎜,29米S=1.23㎜2,M=0.32㎏
(2)前级高压1、2:
340V×2,540N×2,电流0.127A(晶体管整流时实际0.06A,改电子管整流时两绕组合并,0.12A),线径D=0.7×√0.127=0.25㎜,外径0.275㎜,一层224N,2.41层(2.5)×2=5,厚度5×0.275+3×0.05=1.525㎜,342米,S=0.049㎜2,M=0.15㎏
(3)后级高压1、2:
370V×250V+20V+300V,300V+20V+50V,[头]80N→31N→476N[尾],[头]476N→31N→80N[尾],587N×2,电流0.4A(晶体管整流时实际0.2A,改电子管整流时两绕组合并,0.4A)线径D=0.7×√0.4=0.44㎜,外径0.49㎜,一层126N,4.66层×2=9.32,10层,厚度10×0.49+8×0.05=5.3㎜,391米
S=0.15㎜2,M=0.53㎏
(4)负偏压1、2:
140V×2,222N×2,0.08A,线径D=0.7×√0.08=0.19㎜,0.19㎜线外径0.21㎜,一层293N,1.5层
(2),接着后级高压绕组绕,绕满后回头再绕,算1层厚度:
0.21+0.05=0.26㎜,128米(实际值,用已有线)
(5)初级:
220V+10V=230V,349N+16N=365N,电流2A,线径D=0.7×√2=0.989㎜,外径1.07㎜,一层57N,6.4层(7),厚度7×1.07+4×0.05=7.69㎜,137米,S=0.785㎜2,M=0.96㎏
(6)屏蔽层0.1+1.15+0.15=0.4㎜
(7)绕组间绝缘:
4×0.05=0.2㎜
(8)线包总厚度:
2.71+1.252+5.3+0.26+7.69+0.4+0.2=17.812mm,窗口还剩余22-17.812=4.188mm,可以绕下。
导线重量计算公式:
M=(1/4000)×ρπd²L
ρ:
比重,铜:
8.89g/cm³;铝:
2.7g/cm³。
π:
圆周率d:
线芯直径。
单位:
㎜
L:
长度,单位:
米。
重量M=8.89×S×L
三、整流元件选择
整流元件必须留出足够的电压电流余量,否则一旦击穿,直接后果就是烧毁电源变压器,而此时保险丝往往是没有熔断的。
由于次级高压绕组整流滤波输出电压达到450V,所以整流二极管的反向电压必须大于其2倍,选用1000V/35A整流桥。
感到纠结的是要求高可靠性的负偏压整流元件的选择。
手头有快恢复二极管FR-107(1000V,1A),负偏压电路的最大负载电流主要来自阴极跟随器,最大电流20mA,能不能用?
根据MorganJones的著作《电子管放大器》,C滤波电路中整流二极管给滤波电容充电的脉动电流是:
ip=2∏fcVpSin(2∏ft)
其中:
f=50HZ,∏=3.14,c:
滤波电容容量(本案2200uf),Vp:
次级电压峰值(本案:
140V×1.414=198V),Sin(2∏ft)中的t是充电脉冲时间1ms,括号内的值是弧度,代入上式:
ip=2×3.14×50×0.0022×198×Sin(2×3.14×50×0.001)=136.78×Sin(0.314)=136.78×0.31=42A
查手册FR-107正向峰值浪涌电流Ifsm=30A,小于充电回路浪涌电流计算值,采用有风险,于是在已有的元件中选用600V~800V,10A的整流桥,正向峰值浪涌电流Ifsm=200A。
整流桥都采用日本原装进口的(东芝10J4B41和新电元S10VB60)。
下图是KT88推挽正在工作:
改好的电路图如下。
图中括号外是供电220V时实测电压值,括号内是供电225V时实测电压值。
变压器绕组直流电阻在热态时增大,测出的电压也比冷态时低3V,图中数值是工作6小时后的值。
(二)各级电子管工作点的选择
正确选择电子管的工作点是非常重要的。
对于A类放大,正确的工作点应该是选在Vg—Ia特性曲线直线段的中点,这时失真最小,声音听感也最好。
有的电路将工作点选在Vg—Ia特性曲线弯曲段,靠近屏流的截止区,电子管工作在小电流状态,实际上是处于AB类放大状态,信号振幅大时,就会出现截止失真,设备已经不是工作于高保真状态了。
电子管手册给出的特性曲线是正确选择电子管的工作点的依据,一般用作图法来选择。
(1)前级工作点的选择
为什么要用12AU7(ECC82)代替原来的6N11(ECC88)?
一是因为MorganJones在《电子管放大器》一书中曾推荐用ECC82做前置线路放大,认为它的输入电容最小,而其他低失真的*SN7和*N7的管子Cin都大于50pf,将使f-3db=106KHZ(理想值为131KHZ),导致20KHZ处频响下跌0.15db。
二是因为用示波器观察第二级SRPP电路输出到倒相级栅极方波响应波形有失真,且主要是在信号的下半周的截止失真。
原因是:
原来电路6N11(ECC88)的阴极电阻是1K,负偏电压是3.5V,阳极电压是约100V,从Vg—Ia特性曲线查出,这样的工作点位于曲线弯曲段的下方,已经很接近阳极电流的截止点,信号振幅大时,就产生了截止失真。
要使6N11(ECC88)工作于A类,就要把工作点选在Vg—Ia特性曲线直线段的中点。
作图得出:
当Va=100V,Vg=-2.1V时,Ia=10mA,Rk=220欧,这就是6N11(ECC88)工作于A类的工作点。
见下图:
如果将6N11(ECC88)的工作点改为A类,将使每声道前级增加13mA的电流,电源变压器负荷能力没有问题,但原来的前级稳压电路中的限流电阻必须更换为8.2K。
这个限流电阻要通过至少28mA电流,降掉230V电压,功率约7W,发热量很大,必须在机外安装,但原先在机外直立安装的电阻是1993年从炼钢厂废钢里的国外军用旧电子设备上拆下的,现在买不到这种安装方式的电阻了,更别说特定阻值8.2K的了。
手头有1993年从炼钢厂废钢里的美国和英国军用旧电子设备上拆下的12AU7(ECC82),就查了它的Vg—Ia特性曲线,作图得出:
当Va=100V,Vg=-3.5V时,Ia=3.5mA,Rk=1000欧,此点正位于Vg—Ia特性曲线直线段的中点,这就是说原来的元件不要做任何改变,只要把灯丝电压改为12.6V,改用12AU7(ECC82),就可以使前级工作于A类。
见下图:
12AU7是否适应SRPP电路对放大管特殊要求:
阳极工作电压低、阴极与灯丝间的耐压高?
查电子管特性手册知:
12AU7可以在100V~250V范围内很好工作,在屏压100V、屏流3.5mA时,放大因素仍然保持标准值u=17,跨导是S=1.6mA/V,比标准值(2.2mA/V)小28%。
阴极与灯丝间的耐压是180V,比6N11(ECC88)的150V高不少。
所以12AU7具有6N11(ECC88)那样的阳极工作电压低、阴极与灯丝间的耐压高的特性,见下图:
12AU7阴极电阻两边并联的交流旁路电容不仅影响增益,而且其容量大小对低端频响有很大影响。
原线路电子管是6N11时选用1000uf,我进行了校验,看在12AU7工作点条件下,其容量是否合适。
根据MorganJones的著作《电子管放大器》,电子管本身的阴极等效电阻为:
rk=(RL+ra)/(u+1)
MorganJones在《电子管放大器》一书中指出:
“SRPP电路中,上臂管子的阴极电阻Rk是下臂管子的RL,由于其阻值相当低,这意味着必定有Av<u。
”
据此,下臂管子的RL=Rk=1K。
电子管的ra和u的值将随阳极静态工作电流大小而变化。
在电子管特性曲线图上作图,Ia=3.5mA下,ra=10k,u=17,代入上式:
rk=(10+1)/(17+1)=0.611K
阴极等效阴极交流电阻rk与阴极偏置电阻Rk是并联关系,阴极总电阻:
rk′=rk‖Rk=(611×1000)/(611+1000)=379.3欧姆
MorganJones的著作《电子管放大器》指出:
“放大器要有良好的低频响应,不止靠正确的幅度响应,还需要相位和瞬态响应所受的影响最小,而相位和瞬态响应涉及的低频端比截止频率低10倍,所以通常将截止频率f-3db选取为1HZ。
”
所以我设定f-3db=1HZ,于是,与RK并联的交流旁路电容的容量为:
Ck=1/2∏f-3dbrk′=1/2×3.14×1×379.3=420uf
最接近420uf的电容量标准值是470uf。
我选用了470uf/16V瑞典长寿命电容,型号:
PEG124。
当然,仍采用1000uf的阴极旁路电容也是可以的,只是它对应于截止频率f-3db=0.5HZ,本机低频响应已经很好(见后面的方波响应),没必要采用这么大的电容。
(2)倒相级和推动级的工作点的选择
倒相级的6SN7和推动级的12AT7也必须工作于A类。
我根据电路中实测的电压和计算的电流,验证它们都工作于Vg—Ia特性曲线直线段。
6SN7的工作点:
Va=180V,Vg=-6.5V,Ia=4.3mA,工作点在直线段中点偏下。
在此工作点下,从6SN7/12SN7特性图上求得:
μ=19.5,Ra=10000Ω=10KΩ,长尾式倒相级两臂的总增益:
A=(μ×RL)/(RL+Ra)
=(19.5×33)/(33+10)
=14.965≈15。
单臂增益是其一半,约为7.5左右,当前级输出电压峰值Vpin=6V时,倒相级单臂输出电压峰值Vpout=Vpin×A/2=6×7.5=45V,Vrms=31.8V
12AT7的工作点:
Va=190V,Vg=-1.6V~-1.8V,Ia=7mA,正好在直线段中点。
由于倒相级6SN7工作在放大状态,所以需要检验其工作点的最大不失真输出振幅是否合适,能否不失真地驱动EL34和KT88。
首先,做出倒相管的负载线。
长尾倒相电路与共阴极放大电路一样,负载线上Ia=0的电压端点是高压电源经负载电阻至阴极的电压,即:
VHT=440V-114V=326V,其中114V是倒相管的阴极电位;负载线上Va=0的电流端点VHT/RL=326V/33K=9.8mA。
在6SN7特性曲线图上连接这两个端点做出负载线,正好准确通过工作点:
Va=180V,Ia=4.3mAVg=-6.5V,由此可见;负载线的作图准确无误。
其次,找出限制点的电压振幅。
沿负载线向左,找到即将产生栅流的饱和点Vg=-1V所对应的电压是90V;向右在相同幅度内没有限制点;于是最大不失真振幅峰值是:
工作点电压与饱和点电压的差值的:
VP=(180V-90V)=90V,这是双臂输出总峰值,单臂是其1/2,即45V,此值可驱动EL34、KT88甚至2A3。
倒相级6SN7的阴极恒流源工作点的设置同样重要。
采用EF89做恒流管是因为1993年从从炼钢厂废钢里的英国和丹麦军用旧通信设备上拆下了十多只EF89,多数测试良好;查手册可得到:
EF89的内阻高达900K,放大系数u=3280,Va>75V以后屏流曲线比较平坦(屏压Va变动时屏流Ia变化很小),屏流加帘栅极电流超过10mA。
这些特性决定了EF89在低屏压110V时有良好的恒流特性。
EF89的工作点由6SN7阴极电位(也就是EF89的阳极电压)、EF89的帘栅极电压、阳极电流加帘栅极电流流过阴极电阻产生负偏压决定。
6SN7阴极电位就是前级SRPP输出电位加偏压,这个电路里是112V~115V。
EF89的帘栅极电压从手册查出是100V,最好稳定,所以采用了帘栅极100V稳压电路。
选择工作点主要是调整EF89的阴极电阻,(本机调至约200欧),对应的第一栅极偏压约-2.2~-2.3V左右,使6SN7两臂33K输出电阻上的压降为140V左右,对应的阳极电流为4.3mA左右。
根据EF89的内阻Ra、放大系数u和阴极电阻Rk,计算恒流源所呈现的交流电阻:
R=Ra+(u+1)×Rk=900K+(3280+1)×0.2K=1556.2K=1.56M
这数值比常规长尾倒相电路的阴极电阻(20~30K)大了50多倍。
再查EF89曲线检验工作点是否合适,见下图:
EF89的栅压-帘栅压-屏流曲线——栅压-2.3V、帘栅压100V,对应的屏流是8.5mA。
EF89帘栅极电流曲线:
帘栅压100V,栅压-2.3V,对应的帘栅极电流3mA
由下图可见EF89工作于特性曲线的平坦区域。
实际测试表明,管内两边三极管参数完全一致的管子的两臂直流电压没有差异,不完全一致的,两臂直流电压可能有0.5V~2.0V的差异,但是两臂输出的交流电压的平衡度很好,即使屏流很不一致,只要跨导相差不大,输出电压也只有约0.2Vrms~0.3Vrms的差异。
当阴随推动管采用12AT7时,尽管其自身栅压为-1.6~-2V不等,但由于12AT7本身栅压-屏流(Vg1-Ia)特性和阴极深度负反馈作用,对栅压跟随得很好,加到栅极电压是-32V左右,阴极也是-32V左右,相差不过零点几伏,所以麦景图MC-275图中标注12AZ7栅极电压是-57V,阴极也是-57V。
开始我以为MC-275图标错了,实际做出来测量后才明白12AT7就是跟随得这么好。
起初打算将功放级的偏压改为阴极电阻偏压,在底板上增加了2×450欧姆的阴极电阻(美国西电后期黑色的矩形电阻)。
这样的最大好处是:
如果失去负偏压(阴极电阻开路),阳极电流也同时断开;如果负偏压改变(阴极电阻变值),阳极电流也同时改变,保证了功放管的安全。
但是,由于十几年前从废钢场捡来的英国大盾EL34参数稍微有点不对称,推挽输出的两臂电流不完全一致,这不仅使谐波失真不能完全被抵消,而且还会产生交越失真。
所以,为了能用上这些大盾名管,还是采用原先固定负偏压,以便于单独调整偏压,使两管电流对称。
实践表明,原先采用的WXD2-53线绕10圈指针式电位器可靠性很高,负压回路都采用高可靠金属膜电阻,可靠性基本是有保证的。
调试结果是:
各管偏压相差并不大,约0.4V~0.6V,对管子的工作点影响不大。
(3)功率输出级的工作点选择
必须仔细设置EL34和TK88的工作点,使之满足中小音量时工作在A类,大音量时工作在AB1类的要求。
对于EL34比较好办,因为手册给出了栅压—屏流曲线(Vg1-Ia),只要把工作点设置在Vg1-Ia曲线直线段的中点(全A类工作点)偏下一点即可。
对于KT88,没有栅压—屏流曲线(Vg1-Ia),只能根据手册给出工作点条件,到Va-Ia曲线中去找。
最终确定EL34的工作点是:
Va=400V,Vg=-31~-32V,Ia=56mA。
KT88的工作点是:
Va=400V,Vg=-40V,Ia=76mA。
EL34工作点曲线
最终调好EL34三极管接法的工作点是:
Va=400V,Vg=-31~-32V,阴极0.22欧电阻上电压降0.014V,阴极电流也就是Ia+Ig2=63mA
复核EL34工作点与最大功耗:
在最大功耗曲线与Vg=-32V交界处取点,由图可知:
在负偏-32V时,电压可用到420V,电流可用到73mA;在负偏-32.5V时,电压可用到430V,电流可用到70mA。
现在的Va=400V,Ik(Ia+Ig2)=63mA绝对在安全区域内。
做EL34负载线,校验最大不失真输出电压摆幅:
根据MorganJones所著的《电子管放大器》,可以把推挽输出级的其中一臂当作单端输出级对待,因此,取输出级的屏-屏电压800V和屏-屏负载(输出变压器初级)阻抗5.5K的一半,则Va=0时的Ia=400/2.75=145.45mA,取全值也有:
Ia=800/5.5=145.45mA。
Ia=0时,在Va轴的延长线上找到Va=800V的点。
连接Ia=145.45mA和Va=800V两点,正好通过Vg=-31V~-32V的工作点Q,表明负载线正确。
从工作点出发,沿负载线向右,没有遇到限制点,向左遇到出现栅流的Vg=0V,作为限制点,此点对应屏压Va=127V,于是
最大不失真输出电压峰峰值:
Vpp=2×(400-127)=546V
最大不失真输出电压有效值:
Vrms=Vpp/2√2=193V
单管最大不失真输出功率:
P=(Vrms)2/RL=(193)2/2750=14W
两管推挽最大不失真输出功率:
14W×2=28W。
在输出变压器次级扬声器端子测得的电压是15V,P=(Vrms)2/RL=(15)2/8=28W,与在初级计算结果完全一致。
做KT88负载线,校验最大不失真输出电压摆幅:
与EL34同样方法做出负载线:
连接Ia=145.45mA和Va=800V两点,正好通过Va=400V,Vg=-40V,Ia=76mA的工作点Q,表明负载线正确。
从工作点出发,沿负载线向右,没有遇到限制点,向左遇到出现栅流的Vg=0V,作为限制点,此点对应屏压Va=108V,于是:
最大不失真输出电压峰峰值:
Vpp=2×(400-108)=584V
最大不失真输出电压有效值:
Vrms=Vpp/2√2=206.5V
单管最大不失真输出功率:
P=(Vrms)2/RL=(206.5)2/2750=15.5W
两管推挽最大不失真输出功率:
15.5W×2=31W
复核KT88的最大功耗:
在Vg=-40V与最大功耗曲线交界取点,可见阳极电压可以用到418V,阳极电流可以用到96mA。
现在的工作点:
Va=400V,Ia=76mA绝对在安全区域内。
(三)音调控制电路的分析验证
本机音调电路采用SRPP电路。
第一级SRPP电路的负载电阻的选择关系到失真度的大小。
12AU7构成SRPP电路的负载RL=25K时失真度最小。
最终的负载阻抗与RC衰减型音调电路输入阻抗有关。
音调电路输入阻抗在最小值72.5K到最大值602K之间变化。
当电容短路时,即把音调控制呈平坦特性的中频等效的阻抗可计