基于DSP的变压变频VVVF调速系统设计论文.docx
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基于DSP的变压变频VVVF调速系统设计论文
基于DSP的变压变频（VVVF）调速系统设计
基于DSP的变压变频（VVVF）调速系统设计
变压变频调速由于其结构简单、灵活、易于实现，将是交流调速中的发展方向。
变压变频调速也有多种方法，本文对目前研究领域相当活跃的正弦波脉宽调制技术（SPWM）的变频调速作了一定的研究，并进行了实践。
异步电动机的调速原理是研究控制算法的基石，因文首先介绍了异步电动机的调速特性，从而展开介绍SPWM变频调速的理论基础。
变频调速的控制算法也有许多，本设计对目前大部分通用变频器所采用的控制算法——恒压频比控制，本设计采用了TMS320LF2407A作为控制电路的CPU，采用该DSP的控制系统是本设计的硬件核心部分。
因此本文简单的介绍此DSP与该设计相关的特性，继而介绍本系统的硬件设计和软件设计。
并给出了系统、完整的硬件电路设计和软件程序流程设计。
一、交流电机的调速
1、交流电机调速方式
根据电机学原理知识，可以得到交流电机的转速公式为:
n=n0（1-s）=60f1（1-s）/p（2-6）
由式（2-6）可以看出，交流电机调速方法主要有三大类:
其一是在电机中旋转磁场的同步转速0n恒定时，调节转差率s，称为变转差率调速;
其二是调节供电电源频率1f，称为变频调速;三是改变电机定子绕组的极数，称为变极调速。
（1）变极调速:
变极调速一般是通过改变定子绕组的接线方式来改变电动机的定子绕组极对数，从而达到调速的目的。
它既不是恒转矩调速方式，也不是恒功率调速方式。
优点:
a具有较硬的机械特性，稳定性良好。
b无转差损耗，效率高。
c接线简单、控制方便，易维修、价格低。
缺点:
有级调速，级差较大，不能获得平滑调速，且由于受到电动机结构和制造工艺的限制，通常只能实现2-3种极对数的有级调速，调速范围相当有限。
（2）变转差率调速:
变转差率调速实现方法众多，例如调压调速、转子串电阻调速、串极调速和滑差离合器调速等方法
交流电动机的输出功率zp的表达式为:
（2-7）
其中M—电磁转矩。
ω—电机旋转磁场的速度。
wx—旋转磁场的同步速度
s—转差率式（2一7）中MsP称为交流电动机的转差功率,这一部分功率主要消耗在转子阻抗上。
因此,当s增大时,电动机的损耗也将会增大。
由此可以看出,调节电机转差率、调速是一种耗能的调速方法,是低效率的调速方式。
（3）变频调速:
变频调速是通过改变电动机定子电源的频率,来实现调速的方法即调节wx来调速。
在转矩恒定时、基本不变,交流电动机的输
与输入电磁功率Pm=Mwx。
成比例变化,损耗基本没有增加,是一种高效的调速方法。
优点:
效率高,调速过程中无附加损耗。
应用范围广,可用于笼型交流电动机。
调速范围大,特性硬,精度高。
对于低负载运行时间较多或起停运行较频繁的场合.
缺点:
技术复杂,造价高,维护检修困难。
从上述比较可以看出,与变极调速和变转差率调速相比,变频调速可在宽广的范围内实现无级调速,并可获得很好的起动和运行特性,是一种效率比较高的调速方法
2、变频调速V/F控制原理
由电机学理论，交流异步电机的定子绕组的感应电动势是定子绕组切割旋转磁场磁力线的结果，其有效值计算如下：
E=KfΦ（3-2）
式中K一与电机结构有关的常数；Φ一磁通。
而在电源一侧，电源电压的平衡方程式为：
U=E+Ir+jIx（3-3）
该式表示，加在电机绕组端的电源电压U，一部分产生感应电动势E，另一部分消耗在阻抗（线圈电阻r和漏电感x）上。
其中定子电流I分成两部分：
少部分I1用于建立主磁场磁通Φ，大部分I2用于产生电磁力带动机械负载。
I=I1+I2（3-4）
当交流异步电机进行变频调速时，例如频率f下降，则由式（3—2）可知E降低；在电源电压U不变的情况下，根据式（3—3），定子电流I将增加；此时，如果外负载不变时，I2不变，I的增加将使I1增加，也就是使磁通量Φ增加；根据式（3—2），Φ的增加又使E增加，达到一个新的平衡点。
理论上这种新的平衡对机械特性影响不大。
但实际上，由于电机的磁通容量与电机的铁心大小有关，通常在设计时已达到最大容量。
因此当磁通量增加时，将产生磁饱和，造成实际磁通量增加不上去，产生电流波形畸变，削弱电磁力矩，影响机械特性。
为解决机械特性下降的问题，一种解决方案是设法保持磁通量恒定不变。
即设法满足：
E／f=KΦ=常数（3-5）
这就要求，当电机调速改变电源频率f时，E也应该相应的变化，来维持它们的比值不变。
但实际上E的大小无法进行控制。
由于定子电阻上产生的压降相对于加在绕组端的电源电压U很小，可以用加在绕组端的电源电压U来近似代替E。
调节电压U，使跟其随频率f的变化，从而达到使磁通量恒定的目的。
即
E／f≈U／f=常数（3-6）
所以，在变频的同时也需要变压，这就是所谓的VVVF或VF。
我们采用电源电压U近似代替E显然存在一定误差。
当频率f的数值相对较高时，定子阻抗压降在电压U中所占比例相对较小，U≈E所产生的误差较小；当频率f的数值降的较低时，电压也按同比例下降，而定子阻抗的压降并不按同比例下降，使定子阻抗压降在电压U中所占比例增大，U≈E将产生较大误差。
因为定子阻抗压降所占比重增大，使得实际上产生的感应电动势E减小，E／f的比值减小，造成磁通量Φ减小，因而导致电机的临界转矩下降。
必须采取相应的补偿措施—U/f转矩补偿法。
U/f转矩补偿法的原理：
针对频率f降低时，电源电压U成比例的降低引起的U下降过低，采用适当提高电压U的方法来保持磁通Φ恒定，使电机转矩回升，即所谓的转矩提升（Torqueboost）。
当频率高于额定频率时，为了避免电机绕组绝缘破坏的情况发生，电源电压不能超过电机的额定电压值。
3、SPWM调制变频技术
SPWM调制技术是PWM多脉冲可变脉宽调制技术的一种，即所谓的正弦波脉宽调制.其输出波形是与正弦波等效的一系列等幅不等宽的矩形脉冲波形，等效的原则是每一区间的面积相等。
如果把一个正弦半波分作n等份，然后把每一等份的正弦曲线与横轴所包围的面积都用一个与此面积相等的矩形脉冲来代替，矩形脉冲的幅值不变，各脉冲的中点与正弦波每一等份的中点相重合，这样，由n个等幅不等宽的矩形脉冲所组成的波形就与正弦波的半周等效。
同样，正弦波的负半周也可用相同的方法与一系列负脉冲波等效。
如图2-4所示。
设由整流器提供的直流恒值电压为Us，并设电机绕组中点与直流电压中点相连，则SPWM脉冲序列波的幅值为
。
令第i个矩形脉冲的宽度为
，其中心点相位角为
，则根据面积相等的等效原则，可写成：
=
=
（2-3）
当n的数值较大时，近似的认为sin
/（2n）=
/（2n），于是
（2-4）
上式表明第i个矩形脉冲的宽度与该处正弦波值近币以成正比。
因此，与半个周期正弦波等效的SPWM波是两侧窄、中间宽、脉宽按正弦规律逐渐变化的序列脉冲波形。
相比于其它各种变频
变压调制方式，这样的脉冲系列可获得比常规六拍阶梯波更接近于正弦波的输出电压波形，可以使负载电流中的高次谐波成分大为减小，因而转矩脉动小。
由于电网的功率因数接近于1，大大提高了系统的整体性能。
一般的，SPWM分单极性和双极性两种调制方式。
T
图2-4SPWM的输出波形
3.1单极性SPWM法
单极性SPWM法输出的每半个周期中，被调制成的脉冲电压只有一种极性，正半周为十U和零，负半周为一U和零，其调制波形如图2-5a）所示。
曲线1是正弦调制波um，其周期决定于所需要的调制比kf。
曲线2是采用等腰三角波的载波uc，其周期决定于载波频率，振幅不变，等于
1时正弦调制波的振幅值.每半周期内所有三角波的极性均相同，都是单极性。
调制波和载波的交点，决定了SPWM脉冲系列的宽度和脉冲间的间隔宽度，所得的脉冲系列如图2-5a）中的uc所示.由图知，每半周期内的脉冲系列也是单极性的。
单极性调制的工作特点是:
每半个周期内，逆变桥同一桥臂的两个逆变器件中，只有一个器件按脉冲系列的规律时通时断的工作，另一个完全截至;而在另半个周期内，两个器件的工况正好相反。
流经负载的便是正、负交替的交变电流（如图2—5b）所示。
12
0
wt
0wt
图2-5a单极性SPWM调制图图2-5b单极性调制的工作特点图
3.2双极性SPWM法
上述的单极性SPWM逆变器主电路每相只有一个开关器件反复通断。
如果让同一桥臂上、下两个开关器件交替地导通与关断，则输出脉冲在“正”和“负”之间变化，就得到了双极性的SPWM波形。
双极性SPWM法的调制波u仍为正弦波，其周期决定于今，振幅决定于气，如图2-6a）中的曲线1.曲线2载波uc为双极性的等腰三角形，其周期决定于载波频率，振幅不变，等于k=1时正弦调制波振幅值。
调制波与载波的交点决定了逆变桥输出相电压的脉冲系列，此脉冲系列也是双极性的，如图2-6b）所示。
但是，由相电压合成为线电压时，所得到的线电压脉冲系列却是单极性的，如图2-6c）所示。
双极性调制的工作特点是:
逆变桥在工作时，同一桥臂的两个逆变器件总是按相电压脉冲系列的规律交替地导通和关断，毫不停息。
而流过负载凡的是按线电压规律变化的交变电流，如图2-6d）所示。
A）
1
2
wt
图2—6双极性SPWM调制图
a）调制波与载波
b）相对于直流中性点的相电压
c）线电压
d）双极性调制的工作特点
3、3SPWM的数字控制
数字控制是SPWM目前常用的控制方法。
可以采用微机存储预先计算好的SPWM数据表格，控制时根据指令调出;或者通过软件实时生成SPWM波形;也可以采用大规模集成电路专用芯片产生SPWM信号。
分析生成SPWM波形的实现方式,模拟控制和数字控制两种形式。
传统的模拟控制在逆变器中应用广泛，技术成熟，控制性能优良，但模拟控制也存在一些缺陷：
元件众多，设计周期长，调试复杂，不易管理维护等。
随着数字信号处理技术的蓬勃发展，数字控制技术已经成功地应用到电力电子与电力传动控制领域中来，逆变器的数字控制逐渐成为研究热点。
由于微型技术的迅速发展和应用，交流电机变频调速系统的控制回路均以单片微机和SPWM脉宽调制共同完成。
由于微机的高度集成化和很强的运算功能，用于PWM调速系统进行直接数字控制，可得到高度的稳定性、高度可靠性以及小型化和便于维修、节能、提高产品质量等应用效果。
随着微电子技术的发展，开发出一些专门用于发生控制信号的集成电路芯片，配合微处理器进行控件生成SPWM信号方便得多。
国内制的电动机微机控制系统，大多采用8031,8098等。
由于这些芯片并非为电动机控制设计的，为了实现电动机控制的某些功能，不得不增加较多的外器件必须以多片集成电路方能构成完整的控制系统。
近年，国外著名半导体集成电路厂商为满足高性能电动制需要，推出了一些电动机控制专用单片微处理器。
它们可频驱动的交流电动机、采用斩波器驱动的直流伺服电动机或步进电动控制也可用于UPS电源等.其中较有代表性的就TI公司面向电机控制推出的TMS320系列DSP.本文所述系统就是利用TMS320LF2407A处理器产生六路SPWM驱动信号，来驱动主电路的IGBT进行逆变的。
二、变频调速系统的硬件实现
本系统主要由主电路、驱动电路、以TMS320LF2407A为核心的控制电路、人机接口电路、检测电路以及保护电路构成。
本系统主要特点：
·板上配置了128K（程序64K，数据64K）无延时静态随机存储器，时钟频率40MHz
·16通道芯片内10位A/D转换器
·DSP芯片自带32K存储器FLASHROM可反复在系统直接编写
·芯片内有事件管理器，可直接驱动多达12路PWM脉冲输出，6路硬件捕获单元
可以连接霍尔信号和光电编码器信号
·芯片自带SPI接口与串行EEPROM进行数据交换完成bootload功能
·板载高达10Mbps的RS232C接口与主机串行通
·板载RS485接口，支持256节点的RS485串行通信
·板载高速CAN2.0b总线扩展接口，支持ISO11898及ISO11898-24V标准
·SPI同步串行口扩展
·板带IEEE1149.1JTAG插座，供在系统仿真和对FLASHROM编程
·板载电机驱动专用预驱动芯片和高达60A的MOSFET管可直接驱动直流有刷电机
和无刷电机以及各种异步电机
·板上预留光电编码器输入接口和霍尔输入接口
·板载0.1欧姆电流采样电阻对电流进行采样检测桥低边电流和直流总线电流
·单电源输入电机，供电电压15V~60V，功率输出可到200W。
同时板载DC-DC变换器为
外部设备提供5V电压
·板载扩展输入输出GPIO，6路24V输入（带Smitt整形），4路24V输出
·所有通信口（RS232，RS485，SPI，CAN2.0）和IO口都采用光电隔离，使系统更加安全可靠
·模拟地与数字地全分离，提供测试点输出接口
1、主电路的设计
变频调速实际上是向交流异步电动机提供一个频率可控的电源。
能实现这个功能的装置称为变频器。
三相交流负载需要三相逆变器，在三相逆变电路中，应用最广的是三相桥式逆变电路。
主电路是直一交电压源型逆变电路，24V直流供电，采用IGBT作为可控元件的电压型三相逆变电路如图所示，可以看出电路由三个半桥组成。
主电路原理图
电压型三相逆变桥的基本工作方式与单相逆变桥相同，也是
导电方式，即每个桥臂的导电角度为
，同一相（同一半桥）上下两个臂交替导电，各相开始导电的时间依次相差
。
这样，在任一瞬间，将有三个桥臂同时导通。
可能是上面一个臂，下面两个臂，也可能是上面两个臂下面一个臂同时导通。
因为每次换流都是在同一相上下两个桥臂之间进行的，因此，也被称为纵向换流。
用T记为周期，只要注意三相之间互隔T／3（T是周期）就可以了，即B相比A相滞后T／3，C相又比B相滞后T／3。
具体的导通顺序如下：
第1个T／6：
V1，V6，V5导通，V4，V3，V2截至：
第2个T／6：
Vl，V6，V2导通，V4。
V3，V5截至：
第3个T／6：
V1，V3，V2导通，V4，V6，V5截至：
第4个T／6：
V4，V3，V2导通，V1，V6，V5截至：
第5个T／6：
V4，V3，V5导通，V1，V6，V2截至：
第6个T／6：
V4，V6，V5导通，V1，V3，V2截至。
1、1晶闸管选型：
主电路开关器件选择：
IRFZ44N:
它是用于开关电源，且具有很低的使用状态阻力。
具体参数如下：
晶体管极性：
N沟道
晶体管类型：
MOSFET
漏极电流Id最大值：
49A
电压Vds最大：
55V
功耗：
83W
一、额定电压的确定
1.漏极至源极间可能承受的最大电压，即Vds
2.在整个工作温度范围内测试电压的变化范围
3.需要考虑的其他安全因素：
由开关电子设备（如电机或变压器）诱发的电压瞬变.
由上述条件结合本设计实际供电电压为直流24V,考虑最坏情况下，同桥臂两晶闸管同时导通使电源短路时，两晶闸管承受全部电压，每个晶闸管承受最大电压为12V。
加上一定裕量IRFZ44N额定电压能满足要求。
二、额定电流的确定：
流过晶闸管的电流分为两种;
连续模式：
连续导通模式下，MOSFET处于稳态，此时电流连续通过器件
脉冲尖峰：
脉冲尖峰是指有大量电涌（尖峰电流）
主电路中采样电阻阻值为0.1Ω，晶闸管内阻0.022Ω，保护电路稳压管电压5V，同桥臂两晶闸管同时导通使电源短路时，两晶闸管承受电压为5V，每个晶闸管承受最大电压为2.5V。
流过晶闸管电流约为21A，加上一定裕量IRFZ44N额定电流完全能满足要求。
三、开关损耗：
MOS在导通和截止的时候，一定不是在瞬间完成MOS两端的电压有一个下降的过程，流过的电流有一个上升的过程，在这段时间内，MOS管的损失是电压
和电流的乘积，叫做开关损失。
通常开关损失比导通损失大得多，而且开关频率越快，损失也越大。
MOSFET开关的总功率：
Psw=（Eon+Eoff）×开关频率
器件的结温：
最大环境温度加上热阻与功率耗散的乘积
结温=最大环境温度+[热阻×功率耗散],
1、2主电路保护设计：
在主电路电源正负端之间加设保护电路，
电路由5V稳压管、开关管、开关管简单驱动电路构成。
当检测到主电路电流过大时，控制器输出控制信号，驱动开关管Q1使其导通，
将稳压管接入电路使主电路两端电压稳定在
5V，防止开关管烧坏。
2、控制电路的设计
本设计控制电路以TI公司面向电机控制推出的TMS320系列TMS320LF2407A为核心构建最小系统为控制电路。
最小系统原理图
主控芯片TMS320LF2407A介绍
TMS320系列DSP的体系结构是专为实时信号处理而设计，该系列DSP控制器将实时处理能力和控制器外设功能集于一身，为控制系统应用提供了理想的解决方案。
其中TMS320LF2407A是TI公司面向电机控制推出的一款定点型DSP处理器，其特点可归结如下：
（1）采用高性能静态CMOS技术，使得供电电压降为3．3V，减小了处理器的功耗；40MIPS的执行速度使得指令周期缩短到25ns，从而提高了处理器的实时控制能力，使LF2407A可以提供远远超过传统的16位微处理器和控制器的性能。
（2）基于TMS320C2XXDSP的内核，保证了TMS320LF2407A芯片的代码与TMS320系列DSP代码兼容。
（3）片内高达32K字的Flash程序存储器，高达2．5K字的数据／程序RAM，544字双端口DARAM，2K字的SARAM。
（4）SCI／SPI引导ROM
（5）两个事件管理器模块EVA和EVB，每个管理器模块包括：
两个16位通用定时器，8个16位的脉宽调制PWM通道，可以实现三相反相控制、PWM的中心或边缘校正、当外部引脚PDPINTx出现低电平时快速关闭PWM通道；防止击穿故障的可编程的PWM死区控制：
对外部时间进行定时捕获的3个捕获单元；片内光电编码器电路；16通道的同步A／D转换器。
时间管理器模块适用于控制交流异步电动机、无刷直流电机、步进电机、开关磁阻电机、多级电机和逆变器。
（6）可扩展的外部存储器总共192K字的空间，分别为64K程序存储空间、64K数据存储空间、64K字的I／0空间。
（7）10位AD转换器，最小转换时间为375ns，8个或16个多路复用的通道，可选择由两个事件管理器或软件触发。
（8）CAN2.0B模块，即控制器局域网模块。
（9）串行通信接口SCI模块。
（10）16位串行外部设备接口SPI模块。
（11）看门狗定时器模块基于锁相环PLL的时钟发生器。
（12）高达41个可单独编程或复用的通用输入输出引脚。
（13）5个外部中断，其中2个驱动保护，1个复位中断和两个可屏蔽中断
（14）电源管理，具有3种低功耗模式，能独
3、驱动及保护电路的设计
3、1驱动电路：
本设计驱动电路以IR2132集成芯片为核心,与电容、电阻、二极管等外围电子器件构成主电路的驱动电路，此电路并有过流保护功能。
原理图如下：
驱动电路原理图
3、2驱动芯片选型:
本设计主电路开关器件采用全控型器件，该类器件的开关动作需要靠独立的驱动电路来实现，并要求驱动电路的供电电源彼此隔离（如单相桥式逆变主电路需3组独立电源，三相桥式逆变主电路需4组独立电源），这无疑增加辅助电源的设计困难和成本，同时也使驱动电路变得复杂，降低了逆变器的可靠性。
采用如EXB840等专用厚膜集成驱动电路芯片虽然可以简化驱动电路的设计，但每个驱动芯片仍需要一个隔离的供电电源，且每个芯片仅可驱动一个功率开关器件，应用仍有不便。
而美国国际整流器公司生产的专用驱动芯片IR2132只需1个供电电源即可驱动三相桥式逆变电路的6个功率开关器件，可以使整个驱动电路变得简单可靠。
本设计驱动芯片即选用IR2132；
3、2、1IR2132引脚介绍：
VBl～VB3是悬浮电源接地端，通过自举电容为3个上桥臂功率管的驱动器提供内部悬浮电源，VSl～VS3是其对应的悬浮电源地端。
HINl～HIN3，LINl～LIN3是逆变器上桥臂和下桥臂的驱动信号输入端，低电平有效。
ITRIP是过流信号检测输入端，可通过输入电流信号来完成过流或直通保护。
CCA0，VSO是内部放大器的反相端、输出端和同相端，可用来完成电流信号检测。
H01～H03，L01～L03是逆变器上下桥臂功率开关器件驱动信号输出端。
FAULT是过流、直通短路、过压、欠压保护输出端，该端提供一个故障保护的指示信号。
它在芯片内部是漏极开路输出端，低电平有效。
VCC，VSS是芯片供电电源连接端，VCC接正电源，而VSS接电源地。
3、2、2IR2132工作原理：
正常工作时，输入的6路驱动信号经输入信号处理器处理后变为6路输出脉冲，驱动下桥臂功率管的信号L1～L3经输出驱动器功放后，直接送往被驱动功率器件。
而驱动上桥臂功率管的信号H1～H3先经集成于IR2132内部的3个脉冲处理器和电平移位器中的自举电路进行电位变换，变为3路电位悬浮的驱动脉冲，再经对应的3路输出锁存器锁存并经严格的驱动脉冲与否检验之后，送到输出驱动器进行功放后才加到被驱动的功率管。
一旦外电流发生过流或直通，即电流检测单元送来的信号高于0.5V时，则IR2132内部的电流比较器迅速翻转，促使故障逻辑单元输出低电平，一则封锁3路输入脉冲信号处理器的输出，使IR2132的输出全为低电平，保护功率管;同时IR2132的FAULT脚给出故障指示。
同样，若发生IR2132的工作电源欠压，则欠压检测器迅速翻转，也会进行类似动作。
发生故障后，IR2132内的故障逻辑单元的输出将保持故障闭锁状态。
直到故障清除后，在信号输入端LINl～LIN3同时被输入高电平，才可以解除故障闭锁状态。
IR2132驱动上桥臂功率管的自举电源电压不足时，则该电路的驱动信号检测器迅速动作，封锁该路输出，避免功率器件因驱动信号不足而损坏。
当逆变器同一桥臂上2个功率器件的输入信号同时为高电平，则IR2132输出的2路门极驱动信号全为低电平，从而可靠地避免桥臂直通现象发生。
4、检测电路的设计
4、1电流检测电路
电流检测电路分为两部分：
●电流采样（见主电路R106）:
采样电阻，阻值低，精密度高，又称为电流检测电阻，电流感测电阻，取样电阻，电流感应电阻。
对电流采样则串联一个阻值较小的电阻，对电压采样则并联一个阻值较大的电阻。
本设计采用0.1Ω精密电阻做采样电阻，将采样电阻串接在主电路回路内，将主回路电流转换为相应的电压。
●隔离放大：
采用两级放大电路。
一级放大电路将及基准电压抬升为1.6V，并起到将1.6V电源与信号隔离的作用；二级放大电路将电流检测信号与1.6V基准电压相加并将电压和放大1.7倍，放大信号经阻容滤波后送给AD转换器。
集成运放选用TI公司的OPA2227。
OPA2227简介
◆高精度低噪声运放
◆双电源：
±2.5v~±18v
◆低噪声：
3nV/√Hz
◆增益带宽：
8MHz
◆压摆率：
2.3V/us
◆稳定时间：
5us
4、2转速给定电位器检测电路
电位器作为转速给定输入，通过调节电位器即可改变电机转
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