基于UC3842的直流降压斩波电路设计.docx
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基于UC3842的直流降压斩波电路设计
毕业论文（设计）
论文题目：
基于UC3842的直流降压斩波电路设计
学生姓名：
范俊
学号：
0908020269
所在院系：
电气工程学院
专业名称：
自动化
届次：
2013届
指导教师：
刘团结
基于UC3842的直流降压斩波电路
学生：
范俊（指导老师：
刘团结）
（淮南师范学院电气信息工程学院）
摘要:
为了研究基于UC3842的直流降压斩波电路，选择了以UC3842为脉宽控制核心的它激式反激型直流变换器方案，以研究24V到8V的降压变换为实例，详细了说明说明UC3842的用法，外围电路设计，以及反激直流变换器的直接降压斩波工作原理。
能实现24V到8V的降压变换，输出功率也能达到10W以上，效率在80%以上。
该方案里的UC3842可以直接驱动开关管，控制电路中的反激变压器。
通过控制变压器器的工作方式，向负载提供电能。
为了整体电路的稳定，又在输出端添加反馈电路。
由PC817构成的反馈电路对输出电压采样，把输出电压反馈给UC3842，通过内部比较器，自动的调节脉宽，调节输出电压，以达到稳定。
关键词:
它激式、直流变换器、UC3842
DcbuckchoppercircuitbasedonUC3842
Student:
FanJun（FacultyAdviser：
LiuTuanJie）
（DepartmentofElectricalandEngineering,HuainanNormalUniversit）
Abstract：
TostudydcbuckchoppercircuitbasedonUC3842,chosetheUC3842asthepulsewidthcontrolisthecoreofitsshocktypeflybacktypedcconverterscheme,astoresearchin24vto8vstep-downtransformationasanexample,detaileddescriptiontheusageofUC3842,peripheralcircuitdesign,anddirectdecompressionoftheflybackdcconverterworkingprincipleofthechopper.Canachievestep-downtransformationofthe8vto24v,outputcanreachmorethan10w,efficiencyisabove80%.TheschemeofUC3842switchtube,canbedirectlydrivencontrolcircuitoftheflybacktransformer.Bycontrollingthelargetransformerworks,providepowertoload.Inordertotheoverallstabilityofthecircuit,andaddfeedbackcircuitontheoutputside.ComposedofPC817feedbacktheoutputvoltagesamplingcircuit,theoutputvoltagefeedbacktoUC3842,throughtheinternalcomparator,automaticallyadjustthepulsewidthofoutputvoltageregulation,inordertoachievestability.
Keywords：
Itshocktype；DCconverter；UC3842；PC817
前言
晶体管问世后,由于晶体管具有功耗低、体积小、价格相对便宜、连接方式灵活等特点,使很多真空管不能实现的功能在电子线路中得以实现,特别是脉冲电路、数字电路.使晶体管微型计算机的运算速度、可靠性、功耗等远优于真空管微型计算机.随着晶体管的应用领域越来越多,晶体管电路对电源的要求也越来越高,出现了独立存在的晶体管稳压电源.同时在很多晶体管电路中也设置了稳压电源.这些稳压电源通常是线性稳压电源.时至今日在很多地方,线形稳压电源还在应用。
在需要正负对称电源和需要的电源电压不同时,线性稳压电源就显得无能为力.为了解决多电源供电的需求与单电源的矛盾,就需要DC/DC变换器,也许这就是DC/DC变换器问世的起因。
自激式变换器另是受到“间歇式振荡器”的启发而产生的振铃式自激变换器,通过电源工程师的不断改进,使之具有了稳压、过电流保护功能,这似乎使得振铃式自激变换器可以一劳永逸的作为开关电源的一种标准设计模式.但是,在实际上这些保护功能还不是十分可靠的,还是会出现因为过电流而损坏开关电源的,也经常出现由于电路中的元件性能的退化而出现不能稳定输出电压的现象.振铃式自激变换器最大的弱点是调试非常麻烦和效率低下,这使得振铃式自激变换器在10W以上的应用领域已经基本上被淘汰,其原因是,在10W以上的应用时振铃式自激变换器的成本已经不比以UC3842为代表的PWM控制芯片构成的他激式变换器以及以TOPSwitch为代表的单片开关电源芯片构成的他激式开关电源便宜,而且其可靠性和效率不如后者.由于这种电路在低功率时的成本相对便宜,时至今日在小功率变换器（如手机电池充电器）中还在应用。
1方案选择与论证
方案一：
正激式变换器开关电源方案
正激式开关变换器的电源输出电压瞬态的控制特性和输出电压负载的特性，相对比较好，所以工作比较稳定，输出的电压也不容易发生抖动，在对输出电压参数要求高的场合经常使用。
原理图如下图1。
正激式变换开关电源原理：
就是指当变压器的初级线圈被直流电压激励的时候，变压器的次级正好处于功率的输出。
图1是正激变换器开关电源的简单工作原理图，图中的Ui是电源的输入电压，T是高频变压器，K是控制开关，L是储能滤波电感，C是储能滤波电容，D2是续流二极管，R是负载[3]。
图1正激式变换器原理图
需要特别注意的是高频变压器的同名端，如果把高频变压器或次级线圈的同名端弄反，上图就不是反激式变换器开关电源。
缺点，在控制开关K关掉的瞬间，高频变压器的绕组会生产很高的反电动势，它是有流过变压器的初级绕组的励磁电流储存的能量产生的。
一次为了防止在控制开关K关断产生的反电动势击穿开关器件，在变换器中添加吸收反馈线圈绕组N3，和一个二极管D3。
方案二：
反激式变换器开关电源
反激式变换器开关电源的工作原理相对来说比较简单，反激变压器既充当变压器，又充当电感。
因此不像正激结构里面那样需要储能滤波电感，和续流二极管，也不需要加磁复位绕组。
所以反激拓扑电路的体积比起正激的体积来说会小一些，而且成本也要低。
反激拓扑结构电路要求调控占空比的误差信号幅度比较低，输出的电压范围控制也比较大，所以，在电器设备中应用比较广泛。
所说的反激变换器，就是指当变压器的初级线圈被直流电压激励的时候，变换的次级线圈没有对负载提供输出，只在变压器初级线圈的激励电压被关断，才向负载提供输出，这种变换电源就是反激式开关电源。
图2反激式变换器原理图
Ui是电源的输出电压，T是高频变压器，K是控制开关管，C是储能滤波电容，R是负载。
反激结构的电源缺点也非常明显。
电压和电流输出的特性要比正激的差（输出电流纹波较大）。
由于反激拓扑变压器的铁芯一般需要留一定的气隙，反激拓扑变压器初级和次级线圈的漏感都比较大，开关电源变压器的工作效率低。
只适合小功率开关电源（5-150W）。
综上所述，我们采用简单实用的反激方案二，实现起来比较简单而且能达到设计要求。
2系统设计
2.1系统设计要求
表1系统要求
输入电压
输出电压
工作效率
功率
24V
8V
80%以上
10W以上
2.2系统设计框图
本设计采用的是由美国Unitrode公司生产的一种高性能单端输出式电流控制型脉宽调制器芯片UC3843.该脉宽调制器能产生频率固定而脉冲宽度可以调节的驱动信号，控制大功率开关管的通断状态来调节输出电压的大小，达到稳压目的，锯齿波发生器提供恒定的时钟频率信号，利用误差放大器的电流测定比较器形成电压闭环，利用电流测定、电流测定比器构成电流闭环，在脉宽比较器的输入端直接用流过输出电感电流的信号与误差放大器输出信号进行比较，从而调节驱动信号的占空比使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化。
假如电源电压变化或负载发生变化使输出电压升高时，则脉宽调制器就会改变驱动信号的脉冲宽度，即减小输出PWM波形的占空比，使大功率晶体管导通的时间变短，斩波后的电压平均值下降，从而达到稳压目的[2]。
通过上面的解释，在输入模块上输入直流电压24V，在输送到变压器上之前，进行了简单的滤波、电路保护电路。
结构中的变压器受到UC3842的控制，当开关管导通时，变压器原边电感电流开始上升，此时由于次级同名端的关系，输出二极管截止，变压器储存能量，负载由输出电容提供能量。
当开关管截止时，变压器原边电感感应电压反向，此时输出二极管导通，变压器中的能量经由输出二极管向负载供电，同时对电容充电，补充刚刚损失的能量。
在输出电路模块中，为了稳定输出，我们又加入了反馈电路。
通过PC817把输出电路的电压反馈到UC3842上，再控制脉宽的调控，实现电压的稳定，达到一个闭环的稳定系统。
系统框架图如图3所示，该方案主要有五个模块构成，他们分别为输入滤波模块、反激变压器模块、输出滤波模块、反馈电路、UC3842主控器模块。
图3系统总体框图
3硬件电路设计
3.1输入模块设计
输入模块是24V输入的地方，这个模块主要由保险丝、二极管、共模电感、滤波电容等组成。
原理图如下图4：
图4输入模块原理图
正极的输入端，为了保护电路，添加了保险丝和二极管。
保险丝为了防止电路电流过大，烧坏电路。
防反二极管MBR1045接入电路，可以防止反向接入电路对电路的损害。
CBB电容主要以金属化聚丙烯膜串联结构型式，能抗高电压、大电流冲击，具有损耗小，电性能优良，可靠性高和自愈性能。
共模电感是匝数相同的线圈对称地绕制在同一个铁氧体环形磁芯上，形成一个四端器件，在平衡线路中能有效地抑制共模干扰信号，而对线路正常传输的差模信号无影响。
还有后面的滤波电容，他们三个一起使用，极大地降低了外界的干扰。
实物图如下图5。
图5输入模块实物图
所以综上所述，输出模块就是为电路提供输入通道的同时，最大化的提高电路安全，最小化的降低外界干扰，以免影响后面电路。
3.2反激式变压器设计
反激式变压器是反激开关电源的核心，它决定了反激变换器一系列的重要参数，如占空比D，最大峰值电流，设计反激式变压器，就是要让反激式开关电源工作在一个合理的工作点上。
这样可以让其的发热尽量小，对器件的磨损也尽量小。
同样的芯片，同样的磁芯，若是变压器设计不合理，则整个开关电源的性能会有很大下降，如损耗会加大，最大输出功率也会有下降。
原理图如下。
图6变压器原理图
下面我系统的介绍变压器的设计方法[4]。
设计的一些要求：
表2设计的要求
输入Vin
输出Vout
输出功率Pout
效率
mos管耐压
开关频率
裕量
24V
8V
10W
80%
100V
60KHz
80%
反激式变压器计算如下：
1）确定
（最大占空比）和
（次级反射到初级的电压）
取
=0.5，则
2）确定电感：
Lp（初级最大绕组的电感）
说明：
Ip为峰值电流
在DCM模式下，Ip1=0,则
由
其中，
开关频率得
其中，
是开关频率。
3）确定磁芯
选用磁芯EFD-20，不用计算。
4）计算匝数比
匝
说明：
Np:
初级绕组匝数
Ns1:
次级为UC3842供电的绕组匝数
Ns2:
次级输出绕组匝数
：
初级最大绕组电感，单位H
：
初级峰值电流，单位A
：
磁感应强度变化量，单位为T，一般取值不大于0.3
Ae：
磁芯截面积，单位
根据
说明：
Vd为二极管压降，肖特基管0.8V，快恢复二级管1V
辅助电源取16V，则
匝，修正14匝
输出8V，则
匝，修正7匝
Lp加气隙后=1.43mH[5]
图7变压器实物图
3.3输出模块设计
这个模块式电路的输出通道，外接负载的地方。
输出电路主要由续流二极管、储能电容、假负载、功率消耗电路组成。
原理图如下图8
图8输出模块原理图
续流二极管通常和储能元件一起使用，其作用是防止电路中电压电流的突变，为反向电动势提供耗电通路。
电感线圈可以经过它给负载提供持续的电流，以免负载电流突变，起到平滑电流的作用！
在开关电源中，就能见到一个由二极管和电阻串连起来构成的的续流电路。
这个电路与变压器原边并联，当开关管关断时，续流电路可以释放掉变压器线圈中储存的能量，防止感应电压过高，击穿开关管。
输出端的电容，也是反激结构中电路中一个很重要的部分。
该电路的输出端，有三个电容并联构成储能电容。
当开关管打开的时候，初级线圈向次级线圈传送电能，但当开关管开始关断时刻，输出电容看进去得阻抗原低于负载，在这瞬间，所有的次级大电流都会流入输出滤波电容，产生窄而高得输出电压尖峰，吧电流储存在电容中。
再到下一个开关管关断时，由电容储存的电能向负载提供电能。
实物图如下图9。
图9输出模块实物图
3.4反馈电路设计[10]
为了达到输出的稳定，输出端采用了电压反馈电路。
这个反馈电路主要使用了TL431和PC817，对输出电压进行采样。
把电压输出的信号反馈给控制芯片，然后自动调节脉宽，达到稳定。
这样使用的优点在于实现了电气隔离，最大限度的减少干扰，提高稳定性。
反馈原理图如下图10。
图10反馈电路原理图
TL431有一个内部的2.5V基准源Vref，接在运放的反相输入端。
由运放的特性可知，只有当REF端（同相端）的电压非常接近Vi（2.5V）时，三极管中才会有一个稳定的非饱和电流通过，随着REF端电压的变化，通过三极管的电流将从1mA到100mA变化。
TL431附件线路如上所示。
下面分别计算R4、R3、R2、R1的取值：
首先，R4的取值是有要求的。
因为TL431参考输入端的电流的典型值为1.8uA，为了避免此端电流影响分压比和避免噪音的影响，一般要取流过电阻R4的电流为参考端电流的100倍以上，所以此电阻要小于
。
同时由于功耗的原因，这个电阻取的大一些为宜。
一般选用常用的电阻值，这里我们先选R4为10K。
由于我们的输出电压是24V，要使R4端为TL431参考电压2.5V，故R3的值应为：
。
由于没有86K大小的电阻，可以通过串联来得到电阻值，选用47K、39K各一个。
实际还需根据稳定时的输出电压情况来进行微调。
TL431的死区电流为1mA，当阴极电流小于1mA时，TL431就无法工作。
R2是为了保证TL431的死区电流，在输出电压较高时可有可无，但是在输出电压比较低时（小于7.5V）需要考虑，一般取
，即可。
1.2V为光藕的二极管前向导通压降。
般没有特殊要求，光偶的二极管电流在10mA
以下为宜。
这里我们取5mA。
则，流过R1的电流为6mA。
取Vk为最小值2.5V，则
。
光耦三极管侧的电路如总拓扑图中10所示，图中2脚应接地。
光藕三极管直接接在UC3843的COMP端。
当输出电压大于24V时，TL431的REF端电压大于2.5V，Tl431可以流过电流，光藕的二极管导通，从而控制三极管导通。
UC3842的2端接地，故1端为高电平，而当光偶的三极管导通时，1端电压被拉至低电平，导致3842输出关断，从而控制占空比。
图11反馈电路实物图
3.5UC3842电路设计
由于本论文采用是以UC3842为脉宽控制核心的反激变换器开关电源方案，所以UC3842的应用是方案成败的关键。
UC3842是一种高性能的固定频率电流型控制器，单端输出，可直接驱动晶体管和MOSFET，具有管脚数量少、外围电路简单、安装与调试简便、性能优良、价格低廉等优点，在100W以下的开关电源中有很好的应用前景。
其内部逻辑如下图12。
1）使用引脚说明
第1脚为误差放大器E/A的输出端。
第2脚为误差放大器的“―”输入端，取样电压由此输入。
一般都将第1脚和第2脚之间用电阻和电容器接成负反馈电路，如图2所示。
其中电阻R1是为完成直流负反馈用，直流负反馈电阻R1的电阻值越小，负反馈就越深，误差放大器E/A的放大倍数就越小，频带就越宽，静态工作点就越稳定，温度特性就越好。
电容器C1能完成高频负反馈的作用，能有效地消除高频寄生振荡，电阻R1和电容C1构成的电路也叫“补偿电路”。
第3脚为电流反馈输入端。
电流比较器A3输出电压的高低，是由它的两个输入端电压共同决定的，A3的输出电压的变化，能控制R―S触发器“Q反”输出脉冲宽度的变化。
R―S触发器是脉冲宽度调制锁存器（PWMLatch），它与数字电路中的R―S触发器有所不同，这种R―S触发器的输入端信号是模拟电压，并有两个阈值电位比较功能，而不是数字信号的0和1。
所以输入电压的高低变化能控制输出脉冲宽度的变化。
第4脚为定时脚。
振荡器振荡的频率是由定时电阻RT和定时电容CT共同决定的。
振荡频率的近似计算公式是：
第6脚为驱动脉冲输出端。
Q2导通时，能将第6脚上内外电路各个部件寄存的正电荷迅速的放掉，在这一瞬间有吸入电流流入，也就能使它控制的开关管迅速的截止。
这种电路称为“图腾柱”输出电路，也叫推拉输出电路。
第7脚：
是Vcc电源电压供给端，工作电压范围为+10V―+36V。
分析图1可知，UC3842第7脚Vcc正常工作供电应该是：
首先供给大于+16V电压才能启动（启动电流约1mA）；启动后，正常工作电压为+10V＜Vcc≤+36V。
在实际工作中，一般都采用+11V―+15V，但采用+12V―+14V的更为多见，正常工作时供电电流约为30mA。
注意：
Vcc电压越高，输出脉冲的幅度也越高，但集成电路的温度也越高，如果驱动场效应管，正常工作时的Vcc电压最好不要大于+16V，因为场效应管的栅极耐压也就是20V左右。
第8脚：
是基准电压+5VR输出端，该基准电压除了供给UC3842内部用电外，还可以向外供应20mA的电流。
上图所示为第6脚输出的一种常用外围电路，其中R1和R3是防止寄生振荡用的，稳压二极管一般采用16V―18V稳压值。
一般在正常工作时，应设计第6脚输出脉冲幅度，要小于稳压二极管的稳压值，只要第7脚电压Vcc小于稳压二极管的稳压值就可以。
稳压过程如下：
该电流型脉宽调制器有体积小、成本低、外围元件少、电路简单、可靠性高、故障率低等优点。
所以这种脉宽调制器被广泛的使用，尤其是在显示器的电源中，使用得比较普遍。
3842构成的控制电路，既有电流负反馈控制环节，又有电压负反馈控制环节，这样使开关稳压电源的电压稳定性由很大的提高。
外围引脚图如下图13。
2）器件稳压过程分析
下面进一步说明稳压的过程。
（1）输入电压变化时的稳压原理：
假定输入24V的电压增加，初级绕组的电流增长率变大，电阻R2上的电压增长率也变大，使R-S触发器R端输入提前，Q反输出脉冲变宽，从而使第6脚输出脉冲变窄，使初级绕组电流增加时间变短，电流增加不上去，这就是电流负反馈；电流负反馈能使每一个脉冲电流大小的变化，都加以适当的限制，这样响应快，所以电流型脉宽调制器的电压调整滤可达到较高的水平，输入的交流电压可以在很大的范围内变化。
图13UC3842外围电路原理图
（2）输出直流电压发生变化，通过反馈电路对输出电压进行取样、反馈。
输入到UC3842的第2端，通过里面的电压比较器改变占空比来进行稳压。
外围电路实物图如下图14。
图14UC3842外围电路设计
3.6器件的选择
1）开关器件的选择
该开关管选用P沟道功率场效应管IRF3710。
IRF9540的UDS=100V,RDS=0.300Ω，I0=12A。
MOSFET上承受的最大电压为Um,考虑输出电压10%的波动,电感的反峰尖刺为稳态值的20%,且留有余量,MOSFET承受的最大电压为40V,流经的最大电流为2A,而且由于其电阻值很小,故其功耗也很小。
根据上分析,IRF3710完全可以满足设计要求。
2）续流二极管的选择
续流二极管应采用快恢复二极管,其具有开关特性好、耐压高、正向电流大等优点。
根据
计算，本设计采用快恢复二极管MBR20100,其耐压值为100V,正向电流为20A,最大恢复时间为100ns,满足设计要求。
4测试结果及结果分析
4.1测试结果
未加入反馈电路后输出电压与要求输出如下表3。
表3测试数据
要求电压
（V）
8
8
8
8
8
8
8
8
8
8
输出电流
（mA）
100
200
300
400
500
700
900
1000
1100
1300
实际输出电压（V）
7.8
7.6
7.4
7.5
7.2
7.1
7
6.9
6.7
6.6
加入反馈电路后输出电压与要求输出如下表4。
表4测试数据
要求电压
（V）
8
8
8
8
8
8
8
8
8
8
输出电流
（mA）
100
200
300
400
500
700
900
1000
1100
1300
实际输出电压（V）
8.
8
7.9
7.9
7.95
7.89
7.85
7.88
7.82
7.8
4.2测试结果分析[11]
由上面两个表的对比可以明显发现，加入输出反馈后，电路明显比不加反馈稳定。
如果电路未加入反馈电路，输出的电压就不能反馈给UC3842的引脚。
因为电路在焊接后，各引脚的电阻电容都已经固定，那么他的频率和脉宽都是固定的了。
当电路中电流增大，产生的影响也随之增大。
由于不能反馈到控制芯片，他的脉宽就不能自动变化，输出的占空比也是一成不变的。
虽然输出电路端虽然加入了反馈电路，但输出电压还是和要求输出电压有所不同。
不过还好，误差都在允许范围内。
由表可以得出，在输出端电流变大时，误差也在慢慢变大，他们之间成正比的关系。
造成上面的误差有几个方面，比如漏磁、噪声、采样、器件分压等。
任何变压器都存在漏感，但开关变压器的漏感对开关电源性能指标的影响特别重要。
由于开关变压器漏感的存在，当控制开关断开的瞬间会产生反电动势，容易把开关器件过压击穿；漏感还可以与电路中的分布电容以及变压器线圈的分布电容组成振荡回路，使电路产生振荡并向外辐射电磁能量，造成电磁干扰。
为当变压器最低振动频率（fundamentalfrequency）低于20KHz时，会产生音频噪声。
另一个为用于RCD（电阻、电容、二极管）Snubbe之陶瓷电容具有压电特性，亦会产生音频噪声。
而音频噪声强度与电流流过变压器及（或）Snubber电容的大小及最低振动频率有关。
总结
毕业设计从三月份开始，到现在为止差不多三个月的时间了，在这三个月中，我收获不少。
我的课题是降压斩波电路，降压斩波电路有多种拓扑结
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