开关电源的制作及学习DOC.docx
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开关电源的制作及学习DOC
开关电源的制作
注意：
在通电后进行检测及查看时必须对电容及电感储能元件进行放电。
否则肯定中电。
开关电源的发展趋势
电源是各种电子设备不可或缺的组成部分，其性能优劣直接关系到电子设备的技术指标
及能否安全可靠地工作。
目前常用的直流稳压电源分线性电源和开关电源两大类。
线性稳压
电源亦称串联调整式稳压电源，其稳压性能好，输出纹波电压很小，但它必须使用笨重的工频变压器与电网进行隔离，并且调整管的功率损耗较大，致使电源的体积和重量大、效率低。
开关电源5MPS（SwitchModeP。
werS。
Pply）被誉为高效节能电源，它代表着稳压电源的发展方向，现已成为稳压电源的主流产品。
开关电源内部关键元器件工作在高频开关状态，本身消耗的能量很低，电源效率可达70％一90％，比普通线性稳压电源提高近一倍。
开关电源亦称无工频变压器的电源，它是利用体积很小的高频变压器来实现电压变换及电网隔离的，不仅能去掉笨重的工频变压器，还可采用体积较小的滤波元件和散热器，这就为研究与开发高效率、高密度、高可靠性、体积小、重量轻的开关电源奠定了基础。
开关电源的发展历史
开关电源已有几十年的发展历史。
早期产品的开关频率很低，成本昂贵，仅用于卫星电源
等少数领域。
20世纪60年代出现过晶闸管（旧称可控硅）相位控制式开关电源，70年代由分
立元件制成的各种开关电源，均围效率不够高、开关频率低、电路复杂、调试困难而难于推广，使之应用受到限制。
70年代后期以来，随着集成电路设计与制造技术的进步，各种开关电源专用芯片大旦向世，这种新项节能电源才重获发展。
目前，开关频率已从20kHz左右提高到几百千赫至几兆赫。
与此同时，供开关电源使用的元器件也获得长足发展。
Mos功率开关管（MOSFET）、肖特基二极管（SBD）、超快恢复二极管（SRD）、瞬态电压抑制器（Tvs）、压敏电阻器（vsR）、熔断电阻器（FR）、自恢复保险丝（RF）、线性光锅台器、可调式精密并联稳压器（TL431）、电磁干扰滤波器（EMI别te?
）、高导磁率磁性材料、由非晶合金制成的磁珠（M。
8—nettcEead）、三重绝缘线（丁ripleInsuI班e』Wire）、玻璃珠（G1assBeads）胶合刑等——大批新器件、新材料正被广泛采用。
所有这些，都为开关电源的推广与普及提供了必要条件。
开关电源的基本原理
（1）脉冲宽度调制方式，简称脉宽调制（Pulsew比hModuNion，缩写为PwM）式。
其特
点是固定开关频率，通过改变脉冲宽度来调节占空比。
因开关周期也是固定的，这就为设计滤波电路提供了方便。
其缺点是受功率开关管最小导适时间的限制，对输出电压不能作宽范围调节扇外输出端一般要接假负载（亦称预负载），以防止空载时输出电压升高。
目前，集成开关电源大多采用PwM方式。
（2）脉冲频率调制方式，简称脉频调制（PulseF，叫uen‘yModulation，缩写为PFM）式。
它是将脉冲宽度固定，通过改变开关频率来调节占空比的。
在电路设计上要用固定脉宽发生
器宋代替脉宽调制器中的锯齿波发生器，并利用电压／频率转换器（例如压控振荡器vco）改
变频率。
其稳历原理是，当输出电压D。
升高时，控制器输出信号的脉冲宽度不变而周期变长，使占空比减小。
un降低。
PFM式开关电源的输出电压调节范围很宽，输出端可不接假负载。
（3）混合调制方式，是指脉冲宽度与开关频率均不固定，彼此都能改变的方式，它属于PwM和PFM的混合方式。
脉宽调制式开关电源的基本原理
脉宽调制式开关电源的基本原理如图1．2．2所示。
交流220v输入电压经过整流滤波后变成直流电压uI，再由功率开关管vT（或MosFET）斩波、高频变压器T降压，得到高频矩形波电压，最后通过输出整流滤波器vD、C2，获得所需要的直流输出电压tJo。
脉宽调制器是这类开关电源的核心，它能产生频率固定而脉冲宽度可调的驱动信早，控制功率开关管的通断状态，来调节输出电压的高低，达到稳压目的。
锯齿波发生器提供时钟信号。
利用误差放大器和PwM比较器构成闭环调节系统。
假如由于某种原因致使D。
十，脉宽调制器就改变驱动信号的脉冲宽度，亦即改变占空比D，使斩波后的平均值电压升高，导致队十。
反之亦然。
单片开关电源的基本原理及反馈电路类型
ToP5w：
tch系列单片开关电源的典型应用电路如图1．5．1所示。
高频变压器在电路中
具备能量存储、隔离输出和电压变换这三大功能。
由图可见，高频变压器初级绕组N，的极性（同名端用黑圆点表示），恰好与次级绕组Nh反馈绕组N?
的极性相反。
这表明在TOPs—
witch导通时，电能就以磁场能量形式储存在初级绕组中，此时vDz截止。
当了OP5witch截止时，vDb导通，能量传防给次级，此即反激式开关电源的特点。
图中，BR为整流桥，Clh为输入端滤波电容。
交流电压M经过整流滤波后得到直流高压yt，经初级绕组加至ToPswitch的泥极上。
鉴于在ToP5witch关断时刻，由高频变压器溺感产生的尖峰电压，会叠加在直流高压yl和感应电压yon上，可使功率开关管的漏极电压超过700V而损坏芯片；为此在初级绕组两端必须增加漏极钳位保护电路。
钳位电路由瞬态电压抑制器或稳压管（vDM）、阻塞二极管（vDl）组成，vDl宣采用超快恢复二极管（sRD）。
vDh为次级整流管，com是输出端滤波电容。
单片开关电源的应用领域
单片开关电源一经问世便显示出强大的生命力lB前已成为国际上开发中、小功率开关电源、精密开关电源、特种开关电源及电源模块的优选集成电路。
由它构成的开关电源，其成本与同等功率的线性稳压电源相当，而电源效率显著提高，体积和重量大约可减小1／3—1／2，展示了良好的应用前景。
单片开关电源的应用领域主要如下：
（1）通用开关电源
·各种通用开关电源
·开关电源模块
·精密开关电源模块
·智能化开关电源模块
（2）专用开关电源
·微机、usB接口电源、彩电、录像机（vcR）、摄录像机（cvcR）等高档家用电器中的待
机电源
·电子仪器仪表中的电源
·辅助电源
·Ic卡付费电度表中的小型化开关电源模场
·数字电视机顶盒（SetdopBox）电源
·地面数字电视播放（DvB一了）电源
·高速调制解调器电源
·手机电池充电器
·Ac／Dc电源适配器等
·低功耗DVD电源
·LcD电源适配器
·带以太网接口的Dc／Dc电源变换器
（3）持种开关电源
·复合型开关电源
·恒压／恒流型开关电源
·截流输出型开关电源
·恒功率输出型开关电源
·功率因数校正器（PFc）
·其他类型的特种开关电源
4w后备式开关电源
由TOP221P构成的十5V、十12V双路输出的4W后备式开关电源，电路如图2．4．1所示。
电路中使用TOP221P（ICl）、线性光锅台器PL817A（IC2）各一片。
该电路能在主电源断电后继续供电，确保仪器设备中的cPu以及实时日历时钟芯片内部RAM中的数据不致丢失，亦可使遥控端口的工作状态维持一段时间。
输入端接直流电压UI，uI值应视交流插入电压M的变化范围（例如85—245v）而定。
T为高频变压器，Np为初级绕组，Ns为次级绕组（亦称输出绕组），Np为反馈绕组。
它采用带稳压管的光用反馈电路。
图上的黑点代表各绕组的同名端（亦称同相端）。
隔离式十5v输出专为需要掉电保护的电路供电，而非隔离式十12V输出可给主电源的PwM控制器等供电，使之处于待机状态，一旦来电，主电源立即转入正常工作状态。
图中的RTN为十5v输出的返回端（RETuRN），即公共／接地端。
该电路屑于单端反激式开关电源。
所谓单端是指丁OP221P只有一个脉宽调制信号功率
输出端——漏极D。
反激式则是指当功率MoSFET导通时，就将电能储存在高频变压器的初级绕组上，仅当MosFET关断时，才向次级输送电能，由于开关频率高达100kHs，使得高频变压器能够快速储存、释放能量，经高额整流滤波后即可获得直流连续输出。
鉴于在功率MosFET关断的瞬间，高额变压器的漏感会产生尖邮电压uLP5外在Np上还台产生成应电压（即反向电动势）I／M，二者登加在直流杨入电压Dl上。
在典型情况下，Uhn＝380V，tJI魁165V，zJoB＝135V，即Uhn十UL十U皿越680v。
这就要求功率MOSFET至少应能承受700v的高压，即I／‘Mm＞700v，同时还必须在漏极增加钳位电路，用以吸收尖均电压，保护TOP22lP中的功率MOSPET不受损坏。
钳位电路由VDl、兄、Cl组成，VDj选用反向耐压为600V的超快恢复二极管UP4005。
当MOSFET导迈时，NP的电压极性上端仑萨．下谢力记．伸vD、裁[L，钳位电路不起作用。
在MOSFET截止瞬间，NP变为十端为正，上端为负，此时vDl导通，尖峰电压就被R3和cI吸收掉。
次级Ns上的高频电压经过uF54们型IooV／3A的超快恢复二极管vD2整流，再经过C、L、c3滤波后，获得十5v输出电压EJ。
，。
滤波电感L选用被称作“磁珠“（magneticbead）的3．3yH穿心电感，可滤除vD2在反向恢复过程中产生的开关噪声。
市售的磁珠外形与塑封二极管相仿，但是用磁性材料封装，内穿一根导线而制成的小电感。
ufJl的额定值由稳压管vD2肋稳压值EJz（约2．9v）和Ics中发光二极管LED的正向压降yF（约1v）之和来设定。
因LED助工作电流很小，而LED的限流电阻RI的阻值也很小，故凡上的压降可忽略不计。
表达公式
U。
l＝U2十UF
为提高高频整流的效率，降低损耗，团2．L1中的vDh还可换成肖特基二权管NF上产生的反馈电压经vr）3、c4整流滤波，获得非隔离式十12v输出（该路输出EJM与5极共地），为光福合器中接收管的集电极供电。
由于Nf输出电流较小，因此vD5可采用硅高速开关二报管1N4148，其最高反向工作电压口hM＝75V，最大正向电流JM＝150mA，反向恢复时间zR＝4ns。
光粥合器Pc817A能将Uol与电网隔离，其发射极电流送至ToP221P的控制端，用来调节占空比。
现将Um的稳压原理分析如下：
当由于某种原因致使uol十，I／m＞Uz十uF时
误差电压EJ’r＝u（，l一（I／z十uP）就令L辽D的Jy十，经过光福合器后．接收管的JP十端电流Jc十，而占空比D十，导致uol十，从而实现了稳压目的。
反之，rol十一Jf4
Jc十一Df—ut）i十，同样起到稳压作用。
所产生的，使得控制4JE十十C为控制端旁路电容，它能对控制环路进行补偿并没定自动重启动频率。
当cl＝47PF时，自动重启动频率为1．2H2，周期为o．83sv即每隔o．83s检测一次调节失控的故障是否已被排除，若确认已被排除，就自动重新启动开关电源恢复正常工作。
由TOP227Y构成的150W精密开关电源
十12V、十5V双路输出的反激式150w桔密开关电源电路如图2．4．2所示。
该电源使用ToPx7Y（比1）、线性光锅台器cNYl7—2（Icz，美国摩托罗拉公司产品）、可调式精密并联稳压器TI‘431（IC）各一片。
交流输入电压为110V／220V，在低压输入时电源效率pJ达到77％＜典型值）。
图中的交流电源进线端的I‘（Hne）代表火线，N（NeMtral）代表零线。
s为电源选择开关。
当s闭合时选择llov倍压整流电路，其工作原理如团2．4．3所示。
假定在交流电肋正半局a点呈正电位，b点为负电位，此时整流桥中的二极管vDb和v认导通，v凰与vDJ截止，参见（a）图。
110v交流电就沿下述途径对cl充电：
俨c1*V凰ib，将EJcJ充到约√2×110v＝155v，极性为上端正、下端负。
在负半周时b点呈正电位，a点变成负电位，等效电路见（b）图。
此时W，、vDd导通，vDb、v认截止，电流沿着b—vD*一cM—a的路径对c1。
充电，使口q。
耙155V，极性仍为上端正、下端负。
显然，整流滤波器的实际输出电压uo＝氏十U‘*2×155v＝310v，从而实现了倍压整流。
即使在低压输入时也能获得额定的直流高压。
因v取和vDh的导通压降很小，ToP227Y的动态导通电阻也可忽赂不计，故整流滤波器的负载即高频变压器的初级阻抗2?
。
只m和只M为均压电阻，可以平衡clo、c1上的电压，避免某一电容因所承受的压降过高而被击穿。
此外，在断电后这两只电阻还给电容提供了泄故回路。
当5断开时就选择220v交流电。
此时cl。
与c1相串联，总电容量变成235yF。
在交流进线端接入的电磁干扰滤波器（EMIfilter），由共模扼流因L2和c6一c6、c3和只ls构成。
cy与cB的中点应接通大地G。
L2与C、c9用来抑制共模干扰，c6和c3专门滤除串模干扰。
磁珠作用：
单片开关电源的开关频率较高（100kHs左右），在输出整流管vD2关断后的反向恢复过程中，会产生开关噪声，容易损坏整流管。
虽然在vlk两端并上由阻容元件串联而成的Bc吸收电路，能对开关噪声起到一定的抑制作用，但效果仍不理想，况且在电阻上还会造成功率损耗。
解决的办法是在次级整流滤波器亡串联一只磁珠。
磁珠是近年来问世的一种超小型的非品合金磁性材料，它与铁氧体居两种材料。
其外形呈管状，引线穿心而过。
常见磁珠的外形尺寸有92．5×3（mm）、92．5×8（mm）、93×5（mm）等多种规格。
供单片开关电源使用的磁珠，电感旦一般为几至几十微亨。
磁珠的直流电阻非常小，一船为o．o05一o．01赡。
通常噪声滤波器只能吸收已发生了的噪声，同于被动抑制型；磁珠的作用则不同，它能抑制开关噪声的产生，因此居于主动抑制型，这是二者的根本区别。
磁珠列广泛用于高频开关电源、录像机、电子测旦仪器、以及各种对噪声要求非常严格的电路中。
因C的容量较大（o．47FF），在其上并联电阻RI2，在断电后c6经只u进行放电，可避免电源进线端L、N上带电。
鉴于ToP227Y在关断的瞬间，高频变压器的漏感会产生尖峰电压，现利用vDl、及mcll组成漏极钳位电路，再由稳压管（亦可用P6KE200型瞬态电压抑制器）vDzl—vDs对厢—源电压vM进行钳位。
上述措施能有效地保护功率MosFET不受损坏。
高频变压器次级的两个绕组分别为Nsl、Nsz。
储能电感L1的两个共模绕组依次是LI：
LM利用Lh和LM的互感，能增加L1的等效电感星，对共模干扰具有更强的抑制作用。
付M上的电压经过VD2、Lh和Cls整流滤波，获得十12V、6．2A的稳压输出。
VD2选用MURl610A型超快恢复二极管，其平均整流电流Jd＝16A，反向耐压zJnM＝looV，反向恢复时间2rr＝Xns，采用的是TO一220封装。
VD‘和VDs均为续流二极管。
NM的电压通过VDt、Lh和r2整流滤波后，得到十5v、15A的稳压输出。
为提高对高频大电流进行整流时的效率，vD3采用了MBR3045型肖特基共阴对管，现将内部的两只管于作并联使用。
其主要参数如下：
Jd＝30A，UnM＝45v，rEr＜10ns，采用TO一220封装。
Cld和只：
能抑制V凰上的高频衰减振荡（亦称“振铃”）。
兄为十12V输出的最小负载，用于提高轻载时的电压稳定度。
外部误差放大器由TL43I组成。
举例说明，当十5V输出电压升高时，经R‘、R5分压后得到的取样电压，就与TL431中的2．5v带隙基准电压进行比较，使K点的电位降低，LED的工作电流JF增大，再通过光锅合器IcZ（cNYl7—2）使控制端电流人增大，了oP227Y的输出占空比减小，使rJ。
：
维持不变，达到稳压目的。
十l2v稳压值rJm则由TIJ431、光锅台器中的[‘ED正向压降来设定。
RI是LED的限流电阻。
误差放大器的频率响应由c9、及。
和见来决定。
c2。
可适当降低误差放大器的高额增益。
只y与c1，能改善外部误差放大器的瞬态响应。
C的作用有三个：
滤除控制端上的尖峰电压，决定自动重启动频率，和R3一起对控制回路进行补偿。
该电路的特点是以十5v、15A作为主输出（引入反馈），十12v、6．2A为辅输出（未加反馈），因此主输出的稳压性能要优于辅输出。
改进方案是将辅输出也按一定比例反馈到TL431的2．50v基准端UsM，这对于提高辅输出的稳压性能至关重要。
Linkswith系列单片开关电源的典型应用
LNK50l的典型应用
由LNK50l构成恒压／恒流式电池充电器的电路如图2．8．1所示。
该电池充电器的主要技术指标如下：
恒压区的额定输出电压EJ‘，＝十5．5v．恒流区的输出电流J‘M＝500mA，最大输出功率尸。
M＝2．75w。
当交流输入电压M一85v一265v时，电源效率v＞72％。
当交流输入电压M＝230V、U5V时，空载功耗分别为260mW、200mW。
RF（FusMeBesistor）采用l052、1W的熔断电阻器，当输入端发生短路故障时能起到过梳保护作用。
BR为1A、600V的整流桥，亦可用4只1N4005型硅整流管来代替。
C1、L和C2构成n型滤波器。
LNK50l的开关频率为42kHz，允许使用简单的EMI滤波器滤除电磁干扰，而灶一般不需要初级返回端与次级返回端之间并联一只安全电容（亦称Y电容）。
由1A、600V的硅二极管vDl（1N4937）和o．1pF电容器C4组成钳位保护电路，用来吸收由高频变压器漏感产生的尖峰电压。
初级绕组的感应电压值（EJM）亦称次级反射电压，它与输出电压uE，之间存在下述关系式：
D。
n＝n（I／。
十[Jfl）（n为初级与次级的匝数比，EJm为次级整流管的压降）。
这表明ulm能反映输出电压的高低。
因此，利用取样电容L、4所获得的反馈电压同样能反映出yo的变化情况。
电阻R1的作用就是将C上的反馈电压转换成反馈电流（即控制端电流JL），进而去调节LNK501的输出占空比，实现稳压目的。
利用只2可降低开关噪声。
根抵实际需要还可在韧、次级返回端之间并联一只1000pF一2200pF、耐压值为1．5kv的安全电容C，进一步抑制电磁干扰，具体接线方法如图中虚线所示。
在恒压区域内，输出电压受占空比控制。
当JL＞2mA时，进入恒压区，输出电压及占空比同时降低；在Jc＝2．3mA时，进行过电流保护，使占空比降至30％。
若IJ。
降到2v以下，则c3放电，使LNK501进入自动重启动阶段，迅速将输出电流限制在50mA以下。
若实际输出功率超过P‘M，则EJ‘，十一y（m十一JL十，从而限制了漏极电流JD的进一步增大。
若因输出端发生短路故障而导致输出功率继续增大，则Jc下降到o．9mA．迫使控制端电容C放电，LNK501就进入自动重启动阶段。
上述自动保护功能提高电池充电器在工作时的安全性。
在空载或轻载的情况下．芯片的功耗随开关频率的降低而降低。
该恒压／恒流式电池充电器的输出特性如图2．8．2所示。
因中的实线代表极限值。
其印制板电路如图2．8．3所示。
次级整流管V比采用11DQ06型1A／60V肖持基二极管，亦可用MH汉160代替。
需要说明的是，v几既可以放在次级电路的上方，也可以放在次级电路的下方，图2．8．3中vD2就采用前一种接法。
但对于某些结构的高频变压器，vD：
放在下方位置可降低电磁干扰。
LNK520的典型应用
由LNK520构成2．75w恒压／恒流式电池充电器的电路如图2．8．4所示，它可用做家用电器和工业设备中的辅助电源。
其输出特性曲线如图2．8．5所示。
高频变压器采用EEI6或EEl3型磁心，气隙间隙为0．08mm。
初级匝数为100匝，初级电感量为2．5zmH，允许有土10％的偏差。
次级匝数为8匝，辅助绕组为26匝。
初级钳制电路由vIL、L4，R1和只：
构成。
V取采用玻璃钝化的硅二极管1N4007（1000v／lA），这有助于降低电磁干扰的辐射。
C1的允许范围是100pF一1000PF。
LinkSwith系列单片开关电源的使用注意事项
1最大输出功串
Linksw小h在交流85v入265v宽范围输入、交流230v固定输入时的最大连续输出功率
（POM）分别为3w、4w。
为达到最大连续输出功率的，设计电路时应注意以下事项：
（1）设计的直流输入电压最小值UI：
mn＞90V。
当交流输入电压M＝85v一265V时，输入滤波电容的容量可按3PF／w的比例系数来选取。
对于交流230V或115V固定输入电压，可按1yF／w的比例系数来选取。
（2）Unk5w比h是专门设计在不连续模式下工作的，此时初级绕组感应电压IJ。
n的范围是40v一60v*若设计成连续模式，会导致环路工作不稳定。
（3）次级整流管应采用肖特基二报管。
图2．8．1中的vD3就采用1A／60V的肖特基。
（4）预先可假定电源效率v＝70％。
（5）源极引脚必须与印制板上的覆铜箔接触良好．以保证将热量及时效发出去，使芯片温度不超过十l00℃。
1．续流二极曾VD3
采用不连续模式时，vD3应选择，。
＜75n5的超快恢复二极管作为续沥二极管；采用不连续模式时，要求2D名35ns。
uF4005届于超快恢复二极管，其2R＝30ns，能满足上述两种工作模式的需要。
不要使用快恢复二极管，因为这种管子的反向恢复时间为几百纳秒，在启动过程中会使Linksw5tch一丁N总处于连续工作模式，从而产生上升沿很高的尖峰电流强迫转换周期提前结束，使输出无法达到稳定状态。
2．反Q二极管vD4反馈二圾管vD4可选用廉价的整流管，如1N4005型整流管，但最好采用破封管，这种管子的反向恢复时间较短。
此外．vD‘和vD，的正向压降应相等。
3．电感L1
推荐L1采用带铁氧体磁心的电感，以降低成本并减小音频噪声等于设计值，所能承受的有效值电流也要留出一定余量。
4．输出级温波电容c2L1的电感量应大于或系，因此要尽量选择低EsR的电容。
5．反馈电阻[B1）和偏置电阻I见]由风和风构成的电阻分压器应使FB引脚的电压保持在为2k魔土1％的电阻。
6．反翅电容c3最可选普通的电解电容，它具有“取样保持”的功能。
在Linkswit小一TN关闭时间内，c3上的电压被充电到输出电压值。
c3的电容量范围是10一22PF，当电容量取得过小时会降低在小负载情况下的稳压性能。
7．负藏电阻岛
当最小负载电流小于3mA时，直接反馈式电路要求有稳定。
选择只：
＝4ko时，可使JMm＝3mA。
此外，在光锅反馈式电路中还需要给外部稳压管接限流电阻（Rz），将稳压管的工作电流
限制在1—2mA，以减小空载时输出的纹波电压。
输出功率为12w。
交流输入电压依次经过o．5A保险管、EMI滤波器（cl、L1）和整流滤波器
（BR，c2），获得直流高压，接高频变压器的初级绕组。
月r为负温度系数热敏电阻，在上电时可起到限流保护作用。
初级保护电路由钳位二极管vDl和吸收回路Rl、C所组成，能将漏极电压限制在安全范围内。
vDl采用o．35A／300v的高速二极管BYTll。
正常工作时，辅助绕组的输出电压先经过vD3、R2和c4整流滤波，给vIPer22A提供电源电压：
再经过稳压管vIL给FB端提供反馈电压。
VD3可选用o．2A／200V的高速二极管BAS21。
次级整流管VD2采用MBR360型3A／60V的肖特基二极管。
输出级滤波器由c6、Lz及c?
组成。
cB为安全电容。
2．光飘反缀式十12v、1A单片开关电源
由vIPer22A构成光锅反馈式十12v、1A单片开关电源的电路如图3．14．7所示。
它与固3．14．6的主要区别是增加了由光锅合器（Pc817A）和可调式桔密并联稳压器（TL431）构成的桔密反馈电路，能显著改善稳压性能。
当输出电压发生变化时，口。
经过R4、R5分压后获得取样电压，与丁L431中的2．5v带隙基准电压进行比较后产生误差电压，再经过光锅台器去控制反馈端电流Jm，改变输出占空比使口‘，维持不变，最终达到了稳压目的。
输出电压值由R2、光
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