PCB导线设计技术.docx

1、PCB导线设计技术PCB导线设计技术本文汇集国外厂商的设计数据，分成（上）、（中）、（下）三集、六个单元，详细介绍电路基板导线Layout技巧，包括：微电脑周边电基板路导线设计、模拟电路基板导线设计、宽带与高频电路基板导线设计、电源与功率电路基板导线设计、数字电路基板导线设计，以及Video应用电路基板导线设计。本篇先将介绍计算机周边、模拟电路基板，及宽带与高频电路基板的导线设计技巧。 微电脑周边电基板路导线设计a. LED电流导线的设计LED 组件广泛应用在微电脑接口设备，不过大部份的LED封装位置，距离计算机本身相当远。LED只要维持适当亮度即可的同时，某些情况要求在明亮环境下能够轻易判别

2、LED的辉度，然而即使相同的驱动电流IF，LED的辉度随着发光色出现差异(表1)。如图1所示LED的电流高达数十mA，随着LED电流导线长度与路径的延伸，LED的ON/OFF经常成为周边电路发生切换噪讯(switching noise)的诱因。表1 LED的发光色与辉度关系图1 典型LED驱动电路因此封装时驱动晶体管必需尽量靠近LED，藉此缩减LED电流IC的流动路径。LED的辉度与驱动电流呈比例，一般设计上是以绿色LED作基准，依照表1的设定值改变各色的电流值。LED电路基板图案可依照图2的矩阵(matrix)方式排列，如此一来外观上显得非常简洁，驱动晶体管则当作数字晶体管(digital

3、transistor)，串联电阻一般是设在电路基板背面。图2 典型LED驱动电路板的图案(双面电路板)b.7时段LED的common端子设计图3是利用微处理器控制的 open drain端子动态驱动阳极(anode)common type 7时段(segment)LED电路图，从电源到7时段LED common端子的导线，基于全时段点灯时电流高达40100mA的考虑，因此设计上尽量加粗电路基板的图案(pattern)导线宽度。使用双面电路基板与disc lead的场合，组件必需设在显示器的外侧，如此才能避免影响7时段LED的封装作业。芯片(chip)组件若设在基板背面时，如图4所示可以消除显示

4、器周围的组件，如果加上连接器(connector)cn1，封装后的LED模块可以直接固定在微电脑内。图4是利用电路板图案设计CAD EAGLE软件自动布线，该软件具备全自动自动Layout功能，而且可以不限次数变更设计，此外自动routing可透过试算错误寻求各种路径 (route)，不过笔者建议初期设定时，基板背面的布线采直交方式，事后比较容易修改，尤其是类似这种电路，若未特定布线方向成功机率非常低。图3 7时段LED的动态驱动电路图图4 chip组件构成的7时段LED电路板图案(双面电路板)c. 高湿度环境用的基板布线照片1是内建周边电路的湿度传感器CHS-GSS实际外观，如图5所示相对湿

5、度100%时CHS-GSS湿度传感器只有1V，所以可以当作数字电压计直接读取湿度。如果与微处理器的A-D converter连接时，必需转换成5v等级(range)。照片1 湿度传感器CHS-GSS外观图5 湿度传感器的相对-输出电压特性图6的电路使用单电源，它是由rail to rail OP增幅器构成，可以将湿度传感器的1V转换成5V，此外利用图中的gain微调器VR1，可以使gain成为(1+480/120)=5。布线设计上为了降低高湿度环境时的漏电(leak)现象，必需避免在OP增幅器接地(ground)之间设置图案，同时尽量加大图案之间的间隔缩减图案导线的宽度。图中R1，R2使用1/

6、4W1%金属皮膜电阻；图7是auto router绘制的双面电路基板图案，焊接面为全接地(full ground)，本电路基板封装测试试后再用树脂包覆防湿。图6 扩大湿度传感器输出范围的电路图7 湿度传感器周边电路的pattern(双面电路板，未标示背面接地) d. 微处理器内建A-D converter时，前置增幅器周边的模拟/数字分离技巧最近几年单片微机大多内嵌A-D Converter(以下简称为ADC)，封装这类微处理器时，必需防止模拟ADC受到数字电路噪讯的影响。图8是小型单片微机与ADC用置增幅器 (pre-amplifier)的电路图，图中的IC1为输出入rail to rail

7、的OP增幅器，它是ADC前置增幅器的10倍电压gain非反相增幅电路；IC2是dropout定电压电源，它可以产生3.3V数字与模拟电路的电源；IC2使用Renasas公司开发的R8C/Tiny系列小型微处理器，该芯片内建10位循序比较型ADC，第14号脚架(pin)除了可以输入模拟信号之外，同时也是ADC用模拟输入埠(port)。接着介绍 除外的表面封装组件，封装在双面印刷电路基板的技巧。图8 内嵌A-D converter的微处理器与前置增幅周边电路图9是接地与电源电路的基板图案。接地图案设计上的重点，必需明确分离模拟接地(以下简称为AGND)与数字接地(以下简称为DGND)，此处为配合电

8、位因此采取单接点设计，如此设计可以防止数字电路的噪讯，造成 ADC的转换精度降低等问题，因此图9的AGND与DGND连接点设在IC3的Vss端子(5号脚架)附近。图9 IC3周边电路的pattern 说明本电路使用的微处理器接地端Vss子只有一条，不过其它型号的IC则将AGND与DGND端子分离，因此必需将AGND与DGND的pattern 作明确的分离与单点连接(图11)。电源电路需注意的是与IC2输出入连接的C3，C5两电容的设置，因为未降低输出入端子的高频阻抗时，低 dropout电压的电源IC会有波动之虞，所以C3，C5尽量靠近IC2设置，同时还需要缩减导线长度加粗导线宽度。图10 A

9、GND与DGND明确分离作单点连接图11是前置增幅周边电路的电路基板pattern，如图所示C2设置在IC1附近，由于电压复归型OP增幅器反相输入端子的输入阻抗很高，极易受到外部噪讯的影响，所以图11的电路基板图案，刻意缩短至反相输入端子(IC1的3号脚架)的导线长度，图中R3是分割容量性负载与OP增幅器输出端子的电阻，OP增幅器与微处理器之间的导线很长时，该电阻必需尽量设置在OP增幅器附近。图11 前置增幅器周边电路的pattern描绘AGND时必需尽量降低AGND本身的阻抗，实际布线图案除了采用full pattern之外，前置增幅器的输出入导线应用贯穿孔(through hole)设计，

10、使导线绕到AGND背面藉此降低AGND的阻抗。此外包含前置增幅器在内封装模拟电路的基板背面，不可有任何数字信号(包含DGND)流通，主要目的是要防止容量结合，造成数字电路的信号变成噪讯影响模拟电路的动作。模拟电路基板导线设计a. OP增幅器构成的全波形整流电路patterning图 12的全波形整流电路，经常因正端(plus side)与负端(minus)gain的未整合，导致波形不均衡，所以决定gain值的电阻使用误差为1%的金属皮膜电阻。本电路可以使IC1b作差动动作，因此能够减缓高频时波形不均衡现象。虽然OP增幅器采用LF412，不过可以根据设计需求，改用与OP增幅器脚架相容的LM358

11、。图12 利用OP差动增幅器作全波整流的电路IC1 的1、2号脚架至5、6号脚架路径(route)是本电路基板主要设计重点，如图13所示如果导线绕过IC的外侧，路径会变长所以采取IC下方布线设计，正、负电源的图案导线宽度完全相同，信号则沿着箭头方向流动，二极管(diode)等整流电路则整合在基板左侧，电源导线加粗的同时接地采取full ground设计，如此一来双面电路基板就可以满足以上所有的要求。图13 利用OP差动增幅器作全波整流的电路基板图案b.光学耦合器的基本周边导线接着介绍封装光学耦合器(photo coupler)的电路基板分离图案设计技巧。光学耦合器主要功能是将board或是设备

12、之间绝缘，主要原因是为了保障各组件保证的绝缘耐压特性，因此电路基板出现所谓的分离图案设计。图14的电路12V的输入单元与5V的输出单元就是采用分离图案设计，它使用四个编号为的PS2801-4光学耦合器。图14 使用photo coupler的电压转换电路如图15所示为确保1次端(发光侧)与2次端(收光侧)的沿面距离，所以设计上分成表层图案与内层图案，内层图案若是full pattern时，与一般full pattern一样需作除料设计。所谓沿面距离是线导体之间的指导，沿着绝缘物通行时最短距离而言，有关耐压与沿面距离，UL、VDE等各国的安全规范都有严谨的规定与说明。(a)pattern的间隔过

13、窄设计例(b)pattern的间隔适当设计例图15 photo coupler正下方的1次端与2次端图案必需确实分离I/O点数很多而且使用复数个光学耦合器的场合，必需将散热问题一并列入考虑。图16是根据以上需求，兼具散热效果的pattern设计范例，由图可知1次端与2次端的接地共通时，利用full pattern连接可以提高散热效果；内层有接地时可以在full pattern设置数个via与内层接地连接。如上所述根据1次端与2次端的电流值与散热要求，最后才能决定电阻的定额与pattern宽度。图16 兼具散热效果的pattern设计 c. 100V以上商用电源线的图案图17是已经绝缘可输出脉冲

14、的商用交流zero cross point电路。TLP626 LED两者未点灯时，光学耦合器的光学晶体管(photo transistor)成为OFF，输出正极性的脉冲。图17 商用交流zero cross point检测电路由于商用交流的输入线相当危险，因此设计电路基板图案时必需充分考虑绝缘与安全性。图18所示虽然R1单独一个电阻电气上动作完全相同，不过与商用交流的输入直接连接的图案变长，或是流入电阻的电压变高时，电阻的耐电压特性会出现问题，因此建议读者最好分成数个电阻。图19的输入电压变高时，R1电力损失会以电压的二次方增加，此时必需改佣可以封装更大阻抗的电路基板图案。图18 以R1取代图

15、17的R1-1 R1-2 图18 以R1取代图17的R1-1 R1-2图19 加大图17的R1-1 R1-2容许电力可支持大电压范围设计图20的电路基板图案，必需考虑下列事项:采用full pattern设计，组件尽量紧凑封装。R1等发热组件附近设置低高度R1，同时尽量远离C1。R1设置复数个可以封装1W，2W，3W电力阻抗的land。图20电路基板图案最大缺点是封装2W，3W电阻时，会因为实际电阻封装情况，造成未使用的land太接近胴体部位；图21是设计变更后的电路基板图案，如此一来R1封装在任何位置，组件下方不会出现land。图20 商用交流zero cross point检测电路基板图案

16、图21 设计变更后的基板图案d.可发挥24位分辨率的A-D converter周边电路基板图案图 22是由复数个24位A-D converter构成，具备电压测试精度与SN比最佳化，与直流甚至20kHz信号的多频道数据记录前置器(multi channel data recorder front end)电路图。本电路亦可应用在3频数据记录器，为达成目的因此将成为ADC的转换基准的参考(reference)电源REF3125 IC(以下简称为REF)当作ADC与pair使用，虽然如此设计ADC频道之间的gain误差会增大，不过复数ADC使用共通同的REF，图案的设计自由度提高，而且容易获得理想

17、的基板布线设计。图22 复数个24位A-D converter构成的多频数据记录器电路图23是从信号源一直到电源的过程中产生的接地电位差统计一览、上述电路为模拟/数字混载电路，因此接地会有模拟/数字电流流动，如果处理错误的话数字电路的return电流，会混入模拟接地变成噪讯源。图23 接地电流的种类与接地电位差的统计一览此外各电路的电流是由电源的正极提供，再折返至供给元的负极，因此设计上利用此特性，设置return电流合流点与分歧，点使通行路径明确分隔。初段的模拟电路(前置增幅器)根据本身的电位基准点接受信号电压，信号源与该电位基准点若与接地的同电位时，正确信号电压会传递至前置增幅器。图23是

18、表示电流的合流与分歧电位差。此外ADC包含模拟/数字两种电路两者的接地之间电位若有动态变化的话，模拟单元会出现耦合 (coupling)造成SN比恶化现象，所以图23的ADC直接连接在与地电位上完全相同位置。图24是充分反映以上构想的数据记录器电路基板图案，如图所示宽幅的接地图案在ADC与OP增幅器正下方通行，它除了达成低接地阻抗化之外，还兼具对IC芯片的遮蔽(shield)效果，尤其是电路内层或是背面设有可以传输脉冲信号的图案时，通常都可以获得极佳低接地阻抗与遮蔽效果。图24 充分反映图23的构想的数据记录器电路基板图案图25是基板背面图案，图中的补充图A又称为remote sensing手

19、法。虽然OP增幅器的输出部设置利用电容负载防止波动的电阻，不过只要插入包含该电阻与VrefP电位的复归loop，就能够正确将参考电压传至VrefP。补充图B则称为Kelvin连接手法，由于OPA2346的第2与第3脚架之间会产生参考(reference)基准电压，因此直接在VrefP至VrefN之间铺设电压传输线，如此就可以防止return电流波动产生电压误差。图25 可以提供A-D converter良好参考电压的电路基板宽频与高频电路基板导线设计中国穆斯林网*S3l:W8b_S:w;Ia.输入阻抗1MHz，平滑性(flatness)50MHz的OP增幅器电路基板*u_F F.2J_B#W6

20、v0图26是由FET输入的高速OP增幅器OPA656构成的高输入阻抗OP增幅电路，它的gain取决于R1、R2，本电路图的电路定数为2倍。 _|_f_0H0此外为改善平滑性特别追加设置可以加大噪音gain，抑制gain-频率特性高频领域时峰值的R3。中国穆斯林网_q j_i_GQ_b/中国穆斯林网._t_E W!W/c图26 高输入阻抗的宽频OP增幅电路中国穆斯林网/O z4j_R#W_rZ5a_t_g;e图27是高输入阻抗OP增幅器的电路基板图案。降低高速OP增幅器反相输入端子与接地之间的浮游容量非常重要，所以本电路的浮游容量设计目标低于0.5pF。中国穆斯林网_t1G_j8L _如果上述部

21、位附着大浮游容量的话，会成为高频领域的频率特性产生峰值的原因，严重时频率甚至会因为feedback阻抗与浮游容量，造成feedback信号的位相延迟，最后导致频率特性产生波动现象。,v_a3f5H_e:b_G$b0中国穆斯林网?_p;T_n/i_P_c 此外高输入阻抗OP增幅器输入部位的浮游容量也逐渐成为问题，图27的电路基板图案的非反相输入端子部位无full ground设计，如果有外部噪音干扰之虞时，接地可设计成网格状(mesh)。中国穆斯林网_x_w_M7Qd_L;d图28是根据图26制成的OP增幅器Gain频率特性测试结果，由图可知即使接近50MHz频率特性非常平滑，-3dB cuto

22、ff频率大约是133MHz。中国穆斯林网;Kv_k:nQ x_1Me中国穆斯林网* jS_b_ q图27 高输出入阻抗OP增幅器的电路基板图案图28 根据图26制成的OP增幅器Gain频率b. 可发挥50MH z6GHz宽频增幅特性的电路基板图案中国穆斯林网_v_? g4L_P_a;图29是由单晶片微波(MMIC: Monolithic Micro wave device)积体电路NBB-310(RFMicro Devices)构成的频宽50MHz6GHz宽频高频增幅器，NBB-310高频元件采用AlGaAs HBT制程制作，因此可靠性相当高。中国穆斯林网*i_G5N$G u9_1_c_1c:

23、k_b1V-Vt_F_M/h#m)e0使用MMIC的增幅器时，必需搭配适合的电路基板图案阻抗与元件，例如耦合电容、高频扼流圈(choke)、线圈(coil)(以下简称为RFC)时，才能发挥元件具有的功能。如NBB-310技术资料的记载，偏压(bias)电流只需利用电阻与RFC即可，不过本电路使用复合型电晶体构成的current mirror电路，加上 NBB-310输出脚架的直流电压Level，会随着高频输入电力Level的变化，使用上述电阻与RFC简易偏压电路的话，输入电力变时输出脚架的直流电压会降低，NBB-310可能会有过电流流动之虞，所以偏压电路使用current mirror电路，藉

24、此防止发生过电流现象。中国穆斯林网# _k_I$f7L E7L_p_IT中国穆斯林网_Uf_w&r;H_cW图29 频宽50MHz6GHz宽频高频增幅器的电路_e e%_A_M0中国穆斯林网 p2m$p$V_gD_n3i_ U频率超过23GHz必需谨慎选择印刷电路基板的材质，基本上不可使用传统FR4玻璃环氧树脂，因此无铅且高频特性与FR4玻璃环氧树脂相同的高Tg玻璃环氧树脂使用可能性大幅增加。一般而言高频电路通常会选用高频用低tan的基板材质，此外为抑制周围温湿度造成高频特性变动，因此必需将基板的温湿度一併列入考虑。图30是频宽50MHz6GHz宽频高频增幅器的电路基板图案，如图所示micro

25、 strip line上方的2个耦合电容C1、C2与C4、C5，并联设在线路端缘(edge)可以改善insertion loss与return loss等高频特性。中国穆斯林网 _J_D2x1j;S_b$A_of$d9_t_c0 图30 频宽50MHz6GHz宽频高频增幅器的电路基板图案中国穆斯林网 W4Q?_wa_f频率超过GHz等级时，电容器的高频特性随着厂牌出现极大差异，虽然指定厂牌对资材采购单位相当困扰，不过它是OP增幅性能上重要元件之一，重视应用性能时就不应该妥协让步。中国穆斯林网_A$I_b(_W封装NBB-310的接地面必需与周围接地面分离，如此才能够防止在NBB-310接地面流

26、动的接地电流迷走在full ground面上，这种技巧经常被应用在改善OP增幅器的绝缘特性。中国穆斯林网_V(T_8q_p+P自制线圈时使用FT23-61 type的troy dull core，与直径0.3polyurethane，靠近NBB-310端紧密绕卷5圈，接着均匀粗绕卷10圈；如果使用市售的线圈必需透过测试寻找特性符合要求的产品，笔者认为若使用WD0200A(冈谷电机)可以充分发挥NBB-310的性能。_D_k_V_ F A a_g5eG0Q_Zz g_y#0c. 可以从直流切换成2.5GHz的RF切换电路中国穆斯林网_a_F_Y_s以往RF信号切换开关大多使用PIN二极管(dio

27、de)，目前GaAs与CMOS专用IC已经成为市场主流，此处以PD5710TK为例，介绍可以切换直流2.5GHz的宽频切换电路(图31)。中国穆斯林网6_j_P_C_u_a_V9o-P i_F0 图31 可从直流切换成2.5GHz的RF切换电路x_ N&:k dC_B_s0图中的PD5710TK采用CMOS制程制作，点线表示直流cut用电容，其它切换IC的端子偏压(bias)Level是以直流性定义，所以几乎都是用电容直流cut，不过本电路无法使用直流电。图32是RF切换电路基板图案，图案宽度为1.8mm如此便可以成为Z0=50的micro strip line的传输线路，电路基板厚度t=1.

28、0mm。Layout基板时尽量让切换IC的的接地在附近流入背面的端子接地，如此切换控制线在端子附近强制性控制阻抗(impedance)，所以没有长度与宽度等限制。图32 可从直流切换成2.5GHz的RF切换电路基板图案为避免切换控制端子影响IC的动作，因此作业上必需谨慎处理。图31的电容C1、C2与接地作交流性连接，可以降低电容对连接控制电路与电源图案的影响(图案成为等价性线圈，图案长度与频率关系的阻抗，从0到无限大巨大变动)。此外电容本身具备共振频率，所以本电路采用高自我共振频率与高定数电容，晶片电容一般都在100pF1000pF左右。d. 4GHz VCO的电路基板图案p.e_K_/M&Y

29、_o!v4g0图33是4GHz为中心可作500MHz宽频振荡的VCO(Voltage Controlled Oscillator)电路，外观上看似可洱必兹基本电路，不过却无可洱必兹电路必要的C-C-L结构，然而本电路却显示负性阻抗而且还可以作振荡动作，一般的VCO为了要减轻负载，通常都会设置缓冲器(buffer)，不过本电路50负载时仍拥有良好的负性阻抗，所以直接连接至50传输线路。中国穆斯林网%v/w_g)t_?N:r_C5U_?_i: m0 图33 4GHz为中心可作500MHz宽频振荡的VCO电路)L%U_d_x ?_W*K7B_D0图34是电路基板图案。VCO的基板图案重点必需考虑决定

30、振荡频率的元件，以及振荡电晶体的电流流动特性，依此才能设计最短的图案长度。如上所述电路50负载时显示良好的负性阻抗，所以输出直接连接至Z0=50的micro strip line的传输线路，此外控制电压端子Vr利用外部PLL电路以模拟电压控制，所以用C7作高频性降至ground，避免受到电路基板布线的影响。图34 4GHz为中心可作500MHz宽频振荡的VCO电路基板图案_h$a(S+h9_D$n_W0b0Q1、L6、L4、D1决定振荡频率，所以设计图案时必需考虑贯穿这些元件的电路电流路径。图34中的虚线表示电路电流路径。接地采用via hole连接到L2，虽然这种连接方式属于full gro

31、und不过路径却非常短，此外via hole设计必需避免产生额外的阻抗。;H_M$r_Z!F_l04GHz的频率在真空中的1个波长为75mm，在印刷电路板上的波长比真空中更短，会有所谓的电路板上缩短率，加上电气上的长度只有该波长的1/2，几乎是可以忽略的长度，结果造成图案之间的距离变得非常短，所以必需尽量选用小型元件，设计电路基板图案时必需动作频率列为最优先考虑。照片2是本电路使用的SAM连接器外观，它是Johnson components公司开发的End launch connector。对micro strip line而言，SAM的中心导体尺寸非常小，因此可以达成无阻抗暴增之虞的传输特性。图35是SAM连接器的电路基板图案，以及中心导体尺寸与基板厚度为1.2mm时的micro strip line宽度。照片2 SAM连接器的外观图35 照片2 SAM连接器的foot patternAudio电路大多采用单点接地(图36)，类似RF电路的单点接地导线会成为电感器(inductance)，使得各元件的接地端子之间电位变得非常不稳定，所以基板图案采用full ground设计，利用基板的背面与内层形成所谓的