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1、小型化天线与分集天线设计与分析概要小型化天线与分集天线设计与分析小型化天线与分集天线设计与分析 155小型化天线与分集天线设计与分析 Design and Analysis of Compact Antenna and Diversity Antenna for Wireless Communication 林丁丙* 林建宏 卢子豪 Ding-Bing Lin* Jian-Hung Lin Zih-Hao Lu 国立台北科技大学电脑 本篇论文,将探讨两个天线主题,首先探讨利用慢波效果设计小型化天线,在天线的两端其中一端馈入,另一端短路,并且天线中央为开路耦合结构使得於共振频率电流同相,经由蚀刻

2、适当几何结构於天线结构体会引进慢波效果,再调整蚀刻位置会改变慢波效果,量测结果发现在天线结构上电流分布越大的地方能够得到较明显的慢波效果.较明显的慢波效果就越能得到较低的共振频率,因此经由慢波效应的慢波特性就能缩小天线的长度,改变天线的宽和高也能降低天线长度. 本论文另提出适用於 由於目前消费性 贰,天线结构及理论 一,小型化天线 (一)天线架构 此天线结构如图一,它主要分成两个部分,一为上面的辐射体,主要是由两个长度同为 /8之导体所组成,下面是地长度为/4,馈入型式为同轴线馈入,馈入的位置可以在天线的两端,一边如果是馈入端另一边就是接地短路端,如图一右边是馈入,左边是接地短路.图二是图一的

3、等效传输线模组,在上面金属导体的槽孔等效电容为C1,上面两片金属导体与地之间的等效电容分别为C2,C3.接地短路端有上面金属导体产生之辐射 二,分集天线 (一)阵列因子 如图五所示,将n+1个相同构造的天线排成一直线,而每一单元天线加装相移器及衰减器,使得改变天线辐射场型或辐射方向.每一单元天线应具备固定辐射场型,但为简化起见使用等方向性(Isotropic)暂代之.如此排列天线称为线性阵列天yP PyQ QbPbRbQqNQqNQkQkPy小型化天线与分集天线设计与分析 559线,而可以导出阵列因子(Array Factor).因为置於极座标原点的点源天线之辐射场为reIrj40(0I为电流

4、,r为离点源距离)故一等方向性天线之阵列因子(Array Factor)是AF=1,面对直角座标上排列的线性阵列天线时,应考虑每单元天线之电流nIII 10,.另对移相项njjjeee 10,亦应考虑.得阵列因子 njnjjeIeIeIAF+ +=1100 (3) 上式 ,210表示各单元天线 2,1,0上之相位.图六表示二座单元天线之阵列排置.天线0及天线1各为无指向性的等方向天线.现在设两天线间隔距离为d,p为远处接收端.设天线1电流1I比天线0电流0I超前相位度,则得 =01KII ,()01/IIK= (4) 由图六得cos01drI = (5) 如果针对电场强度而言,得 0111rr

5、= (6) 图六得知由於两单元天线辐射而在p点产生相位差等於 +=cosd (7) 上式()dd/2=是两电波路径差且角度是1I电流比0I电流超前角度,故p点的总电场等於 ()()()222000sincos1 sincos11KKEjkkEKeEEjT+=+=+=(8) 上式0E由天线0产生电场,而01/IIK= 假使两天线激励电流相同者(01II=) ()2cos2cos22 sincos100220EEEET=+=+=(9) 将+=+=cos2cosdd带入上式得 +=2coscos20dEET (10) 图七所示两支无指向性单元天线受等激励电流,但有相位差时所呈显的辐射波形如图七,经由

6、图七可得 (a) 图:两支等方向性天线,间隔2/=d,同相位00=,阵列因子 =+ =cos2cos2 cos2exp1cos2exp1ddjdjAF(11) 因2=d,故22=d, =cos2cos2AF(12) 现在将AF正规化,换言之,使其最大值等於1则得 () =cos2cosf (13) (b) 图:两支等方向性天线,间隔2/=d,180度相位差0180= =+ =cos2d2jsin cos2exp1cos2exp1djdjAF(14) 6 台北科技大学学报第三十八之一期 60应用2/=d,并正规化后可得 () =cos2sinf (15) (C)图:两支天线等方向性天线,间隔4/

7、=d,90度相位差()090 = +=+ =+ =4cos2cos2 4cos2exp4cos2expcos2exp2exp1 cos2exp144dedjdjedjjdjAFjj(16) 应用4=d正规化后得 ()() =1cos4cosf (17) (d)图:两支等方向性天线,间隔4/=d,90度相位差()090= =+=+ =4cos2cos2 4cos2exp4cos2expcos2exp2exp1 cos2exp144dedjdjedjjdjAFjj(18) 应用4=d正规化后得 ()() =1cos4cosf (19) 图五,典型线性阵列天线有相移器及衰减 器将所有输出电流相加集中

8、后输入接收机. 图六,二个无指向性天线构成阵列天线 2=d00=2=d0180=0904=d0904=d图七,二个等方向天线以相等电流,不同相位馈入时辐射波形 (二)波形乘积法(Pattern Multiplication) q OP, O, Pe eG,HG.HGbHGH小型化天线与分集天线设计与分析 761定义: 阵列天线之辐射场型为将阵列天线之每一元件固有辐射场型乘以等方向性天线设在每一元件原位置时的阵列因子. ()()() = =factorarraypatternelementpatterncomplete, , , fgF(20) 上式中,(),g为每一个原间天线之正规化辐射场型,

9、而(),f为正规化后之阵列因子.在阵列天线的设计控制上只要选定一个适合的天线辐射场型作为单元天线(),g,只要经过适当的空间几何排列和馈入相位控制改变阵列因子(),f就能改变阵列天线的辐射场型.本章节的分集天线就是采用此概念完成改变天线辐射场型的分集天线. (三)平面分集天线结构 天线结构如图八由两个矩形微带天线组成,两个天线的间距为/2,图八所示是由两个1.6mm厚度r=4.4的FR4做为天线的基板,右下角为天线基板的侧面剖面图,中间为微带天线的地,上层是图八灰色部分,下层为馈入传输线图八虚线部分,其下层虚线传输线的长度较上层传输线长/2亦即上下层传输线相位差180度的相位差,经由高频二极体

10、Philips BAP50-04W作为选择切换电子 参,结果和探讨 一,慢波效应对天线的影响 在这里分别探讨,将金属表面蚀刻特定的几何结构产生相位延迟与频率的关系,其关系如图十,图十主要是针对蚀刻金属结构所产生相位延迟的关系图,有二种状况,最细的实线为表面没有蚀刻任何几何图形,其相位速度大约sm/101.56,与频率关系几乎没什麼变化,为非频率选择性.粗的实线为蚀刻如图四之几何图形,在4GHz以前相位速度大约sm/101.46,比表面没有蚀刻任何金属相位速度减少约20%,4GHz以后其相位速度会增加,在4.2GHz4.7GHz时其相速度比没有蚀刻的相速度大,在此频带不适合拿来做缩小天线的应用,

11、所以在使用金属表面蚀刻如图四之几何图形时只能应用於小於4GHz的频带. 012345345678x 1 06aoTOLOSvPQRSNSSVMTSQMT小型化天线与分集天线设计与分析 9631.51.61.71.81.922.12.22.32.42.52.62.72.82.93-35-30-25-20-15-10-50Return Loss(dB)Frequency (GHz)Cell on center of groundCell near probe on groundCell near short o n radiatorCell near short o n groundCell ne

12、ar slo t o n radiato rWithout any cell on antenna-10dB图十一,不同蚀刻结构位置所量测到的反射系数 图十一是用HP8720C所量测S11反射系数,针对蚀刻位置对共振频率的影响,天线的大小长度,高度,宽度均相同,只有蚀刻细胞几何结构位置不同.黑色实心线是没有蚀刻的天线,其高度h=6mm,宽度W=8mm,L1=L2=18.5mm,其共振频率大约在2.1GHz.倒三角形()是在天线馈入端和短路端的地金属导体中间蚀刻一个细胞几何结构,结构如图四,其共振频率大约2.1GHz. * 形状的线是将结构蚀刻在天线的地金属导体上接近馈入端,蚀刻结构位置如图四,

13、共振频率为2GHz.圆圈形的线是将结构蚀刻在天线辐射体上接近短路端,其共振频率大约1.7GHz.星形()的线是在天线的地上接近短路地方蚀刻几何结构,其几何结构位置如图四,共振频率大约2.15GHz.正三角形()的线是将结构蚀刻在天线辐射体上接近槽孔的地方,其共振频率大约1.9GHz.由图十一所量测比较结果可以得到,将结构蚀刻在天线辐射体上的慢波效果比在天线地导体上的慢波效果明显,在辐射导体上蚀刻的位置越接近短路端,慢波效果越明显,这是因为天线在导体上面电流分布是不均匀,天线辐射导体上短路端电流最大,所以将结构蚀刻在天线辐射导体短路端附近,慢波效果比较明显.而在地金属导体上蚀刻慢波效果不明显是因

14、为地金属导体面积较大以致於流经蚀刻几何结构电流较小,所产生的等效电容和电感较小. 二,天线尺寸对天线的影响 图十二,针对天线的尺寸对天线共振频率的影响,圆圈型的线为增加天线辐射体的宽度,W=13mm,高度h=6mm,L1=L2=18.5mm,其共振频率大约1.9GHz.*形状的线W=8mm,h=6mm,L1=L2=18.5mm,共振频率大约2.1GHz.倒三角形的线W=5mm,h=6mm,L1=L2=18.5mm,共振频率大约2.25GHz.由圆圈形,*形和倒三角形三条S11反射系数可以得知天线的宽度会影响天线的共振频率,天线越宽共振频率越低,天线宽度越窄共振频率越高,是因为增加辐射体宽度可以

15、增加电容效应,增加电容效应就能降低相速度,在相同的长度下,可以藉由天线的宽度,改变天线的共振频率.图十二星形的线W=8mm,h=3.5mm,L1=L2=18.5mm,共振频率为2.5GHz.由此结果可以得到高度也是会影响天线共振频率,较低的天线高度,其共振路径较短,在馈入端和短路端也比较短所以造成的电感也比较小,因此在相同天线长度下,降低天线高度,会增加天线的共振频率.由以上分析可知,在辐射体上面蚀刻适当几何结构或增加宽度及高度都可以降低天线共振频率,是因为蚀刻此几何结构能增加电容电感值,增加天线宽度能增加其电容效应. 10 台北科技大学学报第三十八之一期 641.51.61.71.81.92

16、2.12.22.32.42.52.62.72.82.93-50-40-30-20-100Frequency(GHz)Return Loss(dB)W=5mm,h=6mmW=8mm,h=6mmW=13mm,h=6mmW=8mm,h=3.5mm-10dB图十二,不同天线宽度和高度所量测到的反射系数 三,天线场型和增益结果 表一是所有天线的增益,表格中分为两部分,上半部是针对蚀刻位置所作分类的天线,前两个是针对蚀刻在天线辐射导体上不同的位置,第一个是蚀刻在天线辐射导体接近槽孔的地方,增益为2.93dBi,第二个是蚀刻在天线辐射导体上接近短路的地方,增益为2.1dBi.第三到第五是针对蚀刻在天线地导体

17、上不同的位置,第三个是蚀刻在天线地导体上接近馈入端,增益为2dBi,第四个是蚀刻在天线地导体的中央,增益为3dBi,第五个是蚀刻在天线地导体接近短路端,增益为2.37dBi.以蚀刻在天线地导体的中央增益最大.表一的下半部针对天线不同的宽度和高度,第一个是天线辐射导体宽度为5mm高度为6mm增益为2.9dBi,第二个是辐射导体宽度为8mm高度为6mm,增益为3.41dBi,第三个是天线辐射体宽度为13mm高度为6mm,增益为1.57dBi,第四个是天线辐射体宽度为8mm高度为3.5mm,增益为2.6dBi.辐射导体宽度为8mm高度为6mm增益最大.图十三为天线量测到的场形其顺序由上而下与表一相同

18、,其E-Plane所造成的天线场型不对称是因为天线馈入是由单边馈入所造成,H-Plane的交叉极化,有蚀刻的天线会比没有蚀刻的天线大约增加10dB以上,因为在天线上蚀刻结构会破坏电流在天线导体上的方向,因而使得交叉极化增加,但是同极化和交叉极化相差10dB并不会影响太大.就以同极化而言,蚀刻并不会影响天线场型大小.由表一天线增益和图十三天线场型可以得,改变天线宽高和蚀刻结构都是设计此天线缩小化的方法. 表一 Antenna type (with etching cell on antenna) Gain (dBi) Cell near slot on radiator 2.93 Cell ne

19、ar short on radiator 2.1 Cell near probe on ground 2 Cell on center of ground 3 Cell near short on ground 2.37dBi Antenna type (without etching any cell) Gain (dBi) W=5mm,h=6mm 2.9 W=8mm,h=6mm 3.41 W=13mm,h=6mm 1.57 W=8mm,=3.5mm 2.6 小型化天线与分集天线设计与分析 1165图十三,天线场型由上而下依序如表一,实线为同极化,虚线为交叉极化E-Plane为图三的X-Z平

20、面,H-Plane为图三的Y- Z平面 四,天线量测结果 图十四为图八两个模态量测到的S11结果值,*为+G-模态电压量测到的S11值,o为-G-模态电压量测到的S11值,由图十四量测到S11值发现当在-G- 模态下方传输线会导通,经灌孔穿层至下方传输线这样会增加传输线电感性,所以共振频率会比+G-模态低.当在+G-模态时图八左边的高频二极体由上层传输线导通,右边高频二极体由上层传输线导通,上层的两条传输线同时馈入天线,此模态传输线为同相位馈入天线辐射场型为图十五的虚线图,当在-G-模态时图八左 12 台北科技大学学报第三十八之一期 66() ()() ()() ()=20*2220*1122

21、0*21dEEdEEdEEe (21) 22.22.42.62.8-30-25-20-15-10-50Frequency (GHz)S11(dB)+ Ground - Voltage- Ground - Voltage-10dB图十四,具分集特性之矩形微带天线量测S11 边的高频二极体由下层虚线传输线导通,右边高频二极体由上层传输线导通,经由2/长度差产生180度相位差,利用相位差180度馈入至矩形微带天线,其辐射天线场型为图十五的实线图.在+G-模态下两个天线的馈入同相位其辐射场型如预估天线场型一样,在0o及180o的辐射场型最大,在-G-模态下两个天线的馈入为不同相位,其相位差大约180o

22、,因此大约在0o和180o的辐射方向会变小,往两边的辐射会增加,因为我们所做的天线为分集天线,主要目的是让天线辐射型的相关性降低,所以不必设计一个很精准的相移器,只要能够改变辐射场型降低相关系数达到分集效果即可,图十五天线辐射场型相关系数经由式(21)可得0.0318,是一个辐射场型低相关系数的分集天线,其辐射场型最大增益为4.53dBi. 图十五,具分集特性之矩形微带天线辐射场型 图十六是量测到的S11值o形的线是没有加任何电压所量测到的S11,*形线是加负电压所量测到的S11,黑色实线是加正电压所量测到的S11,经由所量测到的S11可以发现,没有加电压的S11较大阻抗较不匹配,这是因为此天

23、线的设计是必须有单一边金属导体导通时所设计的输入阻抗,所以当没有加电压时两边金属导体都没有导通,所以会有阻抗不匹配产生,虽然不是很匹配S11也有-10dB以下,仍属於可以接受的范围. 图十七为量测到的天线辐射场型,其天线可以发现可以控制天线有不同的辐射方向,当加入正电压时天线场型往90o方向辐射,当加入负电压时天线往-90o方向辐射,当没有加任何电压时,天线辐射方向会往两边辐射,经由式(21)可得其天线相关系数为0.0837,是一个辐射场型低相关系数的分集天线,其辐射场型最大增益为4.02dBi. LXOOXOPWOLPOaLQOaLROaLSOaLfLu ,JfLu ,小型化天线与分集天线设

24、计与分析 136722.22.42.62.83-25-20-15-10-50Frequency(GHz)S11(dB)+ Voltage- VoltageWithout Voltage-10dB图十六,具分集特性之偶极天线量测S11 图十七,具分集特性之偶极天线量测天线场型 肆,结论 此天线的设计长度为/4,其馈入设计方式是一种新的概念与一般的PIFA天线不同,能设计成平面隐藏式天线,因为没有介质损,只要改变天线长度就能在高频工作.只要改变天线宽度,就有不同的天线长度.只要在适当的位置蚀刻适当的几何结构,就能达到慢波效果,在电流分布越大的地方越能达到慢波的效果.慢波效果越大越能降低谐振频率,也

25、就越能缩小天线长度.增加天线宽度和摆放慢波结构都是缩小天线的方法. 利用波形乘积的概念设计出间距 /2的矩形微带天线和/4的偶极天线,在设计/2的矩形微带天线利用设计传输线等长和不等长所造成的相位差馈入至天线改变天线辐射场型,/4的偶极天线是利用空间的相位延迟和高频二极体控制导通与否使得金属呈现电容性或电感性,控制天线辐射方向达到分集的效果,两种方法所设计出来的天线,其相关系数都很低,适合做分集天线的设计应用. 参考文献 1 Rowell C.R., Murch R.D., A capacitively loaded PIFA for compact mobile telephone hand

26、sets, Antennas and Propagation, IEEE Transactions on , 1997 2 Virga K.L. Rahmat-Samii Y., Low-profile enhanced-bandwidth PIFA antennas for wireless communications packaging, Microwave Theory and Techniques, IEEE Transactions on , 1997 3 Panayi P.K., Al-Nuaimi M.O., and Ivrissimtzis I.P., Tuning tech

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