阳昌汉课本作业.docx

1、阳昌汉课本作业第一章 无线电信号调幅信号5-1 解：如图所示。5-2 解：电台的频率fc=c/2=6.33106/2=1.008MHz。 调制信号的频率F=/2=6280/2=1KHz。5-3 解：调制的过程是频谱搬移过程，它必须要产生新的频率分量，即上下边频分量。要产生新的频率分量没有非线性器件是不行的，因此必须利用非线性器件的非线性特性才能产生新的频率分量。而小信号放大器是处于线性工作状态，它不会产生新的频率分量，即输出信号频率与输入信号频率相同。5-4 解：(1) ma=1时，Pc=100W，总功率PAV =(1+ ma2/2)Pc=150W，边频功率Pb = m2Pc /2=50W，每

2、一边频功率Pbu =Pbd= Pb /2=25W。 (2) ma=0.3时，Pc=100W，总功率PAV =(1+ ma2/2)Pc=104.5W，边频功率Pb = m2Pc /2=4.5W，每一边频功率Pbu =Pbd= Pb /2=2.25W。5-5 解：Ucm=4V，ma=0.5；载波功率Pc=Ucm2/2RL=16/2100=0.08W，总输出功率PAV =(1+ ma2/2)Pc=0.09W，边频功率Pb = m2Pc /2=0.01W。第一章 无线电信号调角信号7-4 解：(1) 载频fc=100MHz，调频信号频率F= 5KHz，调频指数mf =5。 (2) 瞬时相位 ( t)

3、=2108t+5sin25103t；瞬时角频率( t ) =d ( t )/dt=2108+525103 sin25103t，瞬时频率f( t ) =108+25103 sin25103t。 (3) 最大相移 m=|mf |=5rad，最大频偏fm=mf F =55=25KHz。 (4) 有效频带宽度BW2 (mf +1)F=2 (5+1)5=60KHz。7-5 解：(1) 当F =300Hz时，mf = fm /F=75/0.3=250，BW2 (mf +1)F=2 (250+1)0.3=150.6KHz。(2) 当F =3KHz时，mf = fm /F=75/3=25，BW2 (mf +1

4、)F=2 (25+1)3=156KHz。(3) 当F =15KHz时，mf = fm /F=75/15=5，BW2 (mf +1)F=2 (5+1)15=180KHz。7-6 解：(1) 当调制信号为余弦波时u (t)是调频波，当调制信号为正弦波时u (t)是调相波。(2) 无论是调频还是调相波，m =mf = mp=10，fm= mF=10103=10KHz。(3) 电路不变，说明Kf和KP不变；当调制信号频率变为F =2KHz，Um不变时，则对于调频电路：fm=KfUm=mF=10103=10KHz不变，与原电路相同，fm =fm= 10KHz；且BW2 (fm +F )=2 (10+2)

5、 =24KHz。对于调相电路：mp=KpUm=10不变，fm =mpF =102=20KHz；且BW2 (fm +F )=2 (20+2) =44KHz。(4) 电路不变，说明Kf和KP不变；当调制信号频率不变，Um减小一倍时，则对于调频电路：原fm=KfUm=mF=10103=10KHz，当Um减小一倍时，fm =5KHz；且BW2 (fm +F )=2 (5+1) =12KHz。对于调相电路：mp=KpUm=10，当Um减小一倍时，mp =5KHz；fm = mpF=51 =5KHz；且BW2 (fm +F )=2 (5+1) =12KHz。7-7 解：(1) 已知fc=1MHz，Kf =

6、1KHz/V，Um=0.1V，F=1KHz。BWAM =2F =2103=2KHz。又mf =KfUm/F=0.1，BWFM 2 (mf +1)F2F =2KHz。(2) 电路不变，说明Kf不变；且Um=20V，F=1KHz。BWAM =2F =2103=2KHz。又mf =KfUm/F=20，BWFM 2 (mf +1)F=2 (20+1)1 =42KHz。结果表明，调幅波的BWAM只与F有关，而调频波的BWFM与Kf 、Um、F有关。7-8 解：(1) 已知Ucm=2V，fc=107Hz，fm=104Hz，Um=3V，F=400Hz。m =mf = mp=fm/F=25。调频波：uFM (

7、 t )=Ucmcos (ct + mf sint )=2cos (2107t+25sin2400t)V； 调相波：uPM ( t )=Ucmcos (ct + mPcost )=2cos (2107t+25cos2400t)V。(2) 电路不变，说明Kf和KP不变；Um不变，F变为2KHz，则对于调频波：fm=KfUm不变，mf =fm/F=10/2=5，BWFM 2 (mf +1)F=2 (5+1)2 =24KHz，uFM ( t )= 2cos (2107t+5sin22103t)V。对于调相波：mP=KPUm不变，BWFM 2 (mP +1)F=2 (25+1)2 =104KHz，uP

8、M ( t )= 2cos(2107t +25cos22103t)V。7-9 解：已知Ucm=5V，fc=108Hz，Um1=1V，F1=103Hz ；Um2=2V，F2=500Hz ，fm=20KHz。且当t=0时调制信号的最大振幅为Um=3V，有Kf =fm/Um=20/3KHz/V。再由mf =KfUm/F可得mf1 =KfUm1/F1=20/3，mf2 =KfUm2/F2=80/3，uFM ( t )=5cos 2108t+(20/3)sin2103t+(80/3)sin2500tV。第二章 选频网络2-5解：高频等效电路如图所示。图中，p1=N23/N13=0.4，p2=N45/N1

9、3=0.3，gg=1/Rg，g=1/R，gL=1/RL。(1) C = p12Cg+C+p22CL=0.429+20+0.3212=22.52pF，L13=1/(2fo)2C =1/(230106)222.5210-12=1.25H。(2) gp=1/oL13Q0 =1/2301061.2510-660=70.710-6s，g = p12gg+gp+1/R+p22gL=343.1s，QL=1/oL13g =1/2301061.2510-6343.110-612.372-6解：高频等效电路如图所示。图中，接入系数p=C1/(C1+C2)=0.625。图中，接入系数p=C1/(C1+C2)=0.6

10、25。(1) C = Ci+C1C2/(C1+C2)=14.38 pF，fo=1/2=46.93MHz；(2) Rp=oLQ0=246.931060.810-6100=23.58K；(3) R =Ri/Rp/(RL/p2)=4.534K，QL=R /oL=19.23； (4) BW0.7= fo/QL=2.44MHz。第三章 高频小信号放大器2-9解：(1) 高频等效电路如图所示。图中，p1=N21/N31=0.75，p2=N45/N31=0.3，gp=1/oL31Q0=1/210.7106410-6100=37.210-6s。(2) C =1/(2fo)2L31 =1/ (210.7106)

11、2410-6=55.310-12 F=55.3pF， 由C = p12Coe+C+p22Cie2得C =C -p12Coe-p22Cie2=49.75pF。(3) g = p12goe+gp+p22gie2=0.75220010-6+37.210-6+0.32286010-6=0.40710-3s，Auo=p1p2|yfe|/g =0.750.34510-3/0.40710-3=24.87。又QL =1/oL31g =1/210.7106410-60.40710-3=9.12，BW0.7 = fo /QL =10.7106/9.12=1.17MHz；对于单调谐回路，K0.110。2-10解：(

12、1) 高频等效电路(忽略yre) 如图所示。图中，p1=N23/N13=0.3，p2=N45/N13=0.25，gp=1/oL13Q0=1/210.7106410-6100=37.210-6s。由y参数的表达式得：|yfe|=44.97 ms=44.9710-3s，fe=arctg (-36.4/26.4) = -540；goe=0.2ms =0.210-3s，Coe=1.310-3/210.7106=19.34pF；gie=2.86ms=2.8610-3s，Cie=3.410-3/210.7106=50.57pF。(2) C=1/(2fo)2L13 =1/ (210.7106)2410-6=

13、55.310-12 F=55.3pF， 由C = p12Coe+C+p22Cie2得C =C -p12Coe-p22Cie2=50.41pF。又g = p12goe+1/10103+gp+p22/15103+p22/6.2103+p22gie2=348.210-6s。Auo=p1p2|yfe|/g =0.30.2544.9710-3/348.210-6=9.7。又QL =1/oL31g =1/210.7106410-6348.210-6=10.67，BW0.7 = fo /QL =10.7106/10.67=1.00MHz；对于单调谐回路，K0.110。(3) Auo = (Auo)4= (9

14、.7)4=8.85103；(BW0.7)4 = ( BW0.7)1=0.431=0.43 MHz；(K0.1)4 =/=1.47/1.44=3.42。2-11解：高频等效电路(p1=p2=1)如图所示。图中，由y参数的表达式得：|yfe|=20.610-3s，fe=arctg (-5/20) = -140；goe=20s =2010-6s，Coe=4010-6/210.7106=0.6pF；(1) BW0.7 = fo /QL，QL = fo /BW0.7=10.7106/500103=21.4；又Auo=p1p2|yfe|/g =|yfe|/g ，g =|yfe|/Auo=20.610-3/

15、100=20610-6s。再据QL =1/oLg得L =1/oQLg =1/210.710620610-621.4=3.3710-6H。(2) C =1/(2fo)2L =1/ (210.7106)23.3710-6 =65.65pF， 由C =Coe+C得C =C -Coe=65.65-0.6=65.05pF。(3) gp=1/oLQ0=1/210.71063.3710-6100=44.1410-6s。由g = goe+1/R+gp得R=1/ (g -goe-gp) =1/ (20610-6-2010-6-44.1410-6)=7.05K。2-12解：影响谐振放大器稳定性的因素是反向传输导纳

16、Yre0。因为Yre在某些特定频率点的条件下，很可能通过管子内部的反馈对输入端产生影响（即形成正反馈，产生自激）。其物理意义是表示在输入短路时输出电压引起输入电流的变化关系。因此，在通常情况下，应考虑稳定措施，如实际中的中和法和失配法等，以抑制隐患。 2-13解：因为在高频工作时，晶体管的极间电容Cbc的作用不能忽略。因为Cbc会通过管子内部的反馈Yre（ -jCbc）影响电路的稳定性，为此应考虑管子单向化的措施，如中和法等。而在低频工作时，Cbc的容抗值很大，内部反馈的影响很小，故低频工作时不用去考虑采用单向化的措施。2-14解：中和电容的连接方法如图所示。中和条件为：CnU45= CbcU

17、21。第四章 高频功率放大器3-1解：因为衡量功率放大器的指标是输出功率和效率。欲使输出功率和效率要高些，那么就必须降低在有源器件上的损耗功率，即减小放大管集电极电流的导通时间。我们知道乙类、丙类放大状态的效率比甲类高，因此高频功率放大器常选用乙类或丙类放大。 乙类和丙类放大的集电极电流为脉冲状，只有通过谐振回路(或选频网络)才能选出周期脉冲电流的基波分量，即回路调谐于工作频率是为了取出基波电压输出。3-2解：低频功率放大器所放大的信号频率相对较宽（一般为20Hz20kHz），不可能用谐振回路取出不同的频率分量，为此只能采用甲类或乙类推挽的放大形式。而高频功率放大器所要放大的信号频率相对很窄，

18、采用谐振回路可以完成选频作用，因此工作于丙类放大。3-4解：(1) PVcc =VCC IC 0 =2425010-3=6W。(2) c = Po /PVcc =5/6=83.3%。(3) 由电压利用系数=Uc1m/VCC得Uc1m=VCC=0.9524=22.8V，再据c=Uc1m2/2RP得RP=52。(4) 由Po =Ic1mUc1m /2得Ic1m=25/22.8=0.44A。(5) 由c= g1(c) /2得g1(c)=20.833/0.95=1.75，查表得c=660。3-5解：查表得 0(900)=0.319， 1(900)=0.5。(1) 由IC0=iCM 0(c)得iCM =

19、IC0/ 0(c)=90/0.319=282.1mA，Ic1m=iCM 1(900)= 282.10.5= 141mA，Po=Ic1m2RP /2=(14110-3)2200/2=1.9881W。(2) PVcc=VCCIC 0=309010-3=2.7W，c = Po /PVcc =1.9881/2.7=73.6%。3-7解：由已知条件c=700，iCM=2.2A得IC0=iCM 0(700)=2.20.253=0.557A，Ic1m=iCM 1(700) =2.20.436=0.96A。(1) 在临界时由iCM =SC(VCC-Uc1m)得Uc1m=21.25V，RP=Uc1m/Ic1m=

20、21.25/0.96=22.14。(2) PVcc=VCCIC 0=240.557=13.37W。(3) Po =Ic1mUc1m /2=0.9621.25/2=10.2W。(4) PT =PVcc-Po =13.37-10.2=3.17W。(5) c = Po /PVcc =10.2/13.37=76.3%。3-10解：(1) 将临界状态时的iCM =SC(VCC-Uc1m)代入Po=Ic1mUc1m/2= iCM1(c)Uc1m/2得Uc1m2 -VCCUc1m+2Po/SC1(c)=0，代入数据得：Uc1m2 -24Uc1m+41.7=0，Uc1m=22.11V和Uc1m=1.9V(舍去

21、)。再将Uc1m=22.11V代入iCM =SC(VCC-Uc1m)得iCM =0.624A。(2) IC0=iCM 0(700)= 0.6240.253=0.158A，Ic1m=iCM 1(700)=0.6240.436=0.272A。(3) PVcc=VCCIC 0=240.158=3.792W。(4) c = Po /PVcc =3/3.792=79.1%。(5) RP=Uc1m/Ic1m=22.11/0.272=81.3。(6) cos700=0.342，由iCM = gCUim(1- cosc)得Uim=iCM/gC(1- cos700)=3.95V。(7) 由VBB +Uth =

22、Uimcosc得VBB=Uimcos700 -Uth =3.950.342- 0.65)=0.7V。第四章 高频功率放大器3-13解：由VBB +Uth = Uimcosc得cosc= (VBB+Uth)/Uim= (-0.6+0.6)/0.35=0，c= 900。 又Uc1m=VCC=28.8V，由临界状态时的iCM =SC(VCC-Uc1m)=0.4(30-28.8)=0.48A。IC0=iCM 0(900)= 0.480.319=0.153A，Ic1m=iCM 1(900)= 0.480.5=0.240A。(1) RP=Uc1m/Ic1m=28.8/0.240=120。(2) Po =I

23、c1mUc1m/2=0.24028.8/2=3.46W。(3) PVcc=VCCIC0=300.153=4.59W。(4) PT =PVcc-Po =4.59-3.46=1.13W。(5) c = Po /PVcc =3.46/4.59=75.4%。(6) 在不变动RP的条件下，由Po =Uc1m2 /2RP可知，欲使Po减半则Uc1m2应减半，而Uc1m= Ic1mRP= iCM 1(c)RP= gCUim(1- cosc) 1(c)RP，显然减小Uim可实现Po减小。此外，反偏VBB的增加也可使Po减小。3-14解：将临界状态时的iCM =SC(VCC-Uc1m)代入Po=Ic1mUc1m

24、/2=iCM1(c)Uc1m/2得Uc1m2 -VCCUc1m+2Po/SC1(c)=0。(1) c=900，则0(900)=0.319，1(900)=0.5。代入数据得：Uc1m2 -18Uc1m+12=0，并由求根公式解得Uc1m=17.3V和Uc1m=0.7V(舍去)。再将Uc1m=17.3V代入iCM =SC(VCC-Uc1m)得iCM =0.42A，则Ic0= iCM0(900)= 0.420.319=0.134A，Ic1m= iCM1(900)= 0.420.50=0.21A。PVcc=VCCIC0=180.134=2.412W；PT =PVcc-Po =2.412-1.8=0.6

25、12W；c=Po/PVcc=1.8/2.412=74.6%；Rp=Uc1m/Ic1m=17.3/0.21=82.4。 (2) c=800，则0(800)=0.286，1(800)=0.472。代入数据得：Uc1m2 -18Uc1m+12.712=0，并由求根公式解得Uc1m=17.26V和Uc1m=0.74V(舍去)。再将Uc1m=17.26V代入iCM =SC(VCC-Uc1m)得iCM =0.444A，则Ic0=iCM0(800)=0.4440.286=0.127A，Ic1m=iCM1(800)= 0.4440.472=0.209A。PVcc=VCCIC0=180.127=2.286W；P

26、T =PVcc-Po =2.286-1.8=0.486W；c=Po/PVcc=1.8/2.286=78.7%；Rp=Uc1m/Ic1m=17.26/0.209=82.6。3-16解：(1)cosc= (Uth+VBB)/Uim= (0.6+0.2)/1.6=0.5，得c=600，查表0(600)=0.218，1(600)=0.391；并由Po=Ic1m2Rp/2得Ic1m=0.2A。故iCM =Ic1m/1(600)=0.512A，Uc1m= Ic1mRp=10V，PVcc=VCCIC0=VCCiCM0(600)=2.68W，c=Po/PVcc=1/2.68=37.3%。若iCM =0.512A，对应于临界状态的Uc1m= VCC-iCM/SC=24-0.512/0.4=22.72V。因Uc1m0.5，所以不会产生负峰切割失真。 为避免产生惰性失真，RC的乘积应满足，而RC=0.04710-3， =0.05510-3，所以 RC，不会产生惰性