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阳昌汉课本作业

第一章无线电信号——调幅信号

5-1解：

如图所示。

5-2解：

电台的频率fc=ωc/2π=6.33×106/2π=1.008MHz。

调制信号的频率F=Ω/2π=6280/2π=1KHz。

5-3解：

调制的过程是频谱搬移过程，它必须要产生新的频率分量，即上下边频分量。

要产生新的频率分量没有非线性器件是不行的，因此必须利用非线性器件的非线性特性才能产生新的频率分量。

而小信号放大器是处于线性工作状态，它不会产生新的频率分量，即输出信号频率与输入信号频率相同。

5-4解：

（1）ma=1时，∵Pc=100W，∴总功率PAV=（1+ma2/2）Pc=150W，边频功率Pb=m2Pc/2=50W，每一边频功率Pbu=Pbd=Pb/2=25W。

（2）ma=0.3时，∵Pc=100W，∴总功率PAV=（1+ma2/2）Pc=104.5W，边频功率Pb=m2Pc/2=4.5W，每一边频功率Pbu=Pbd=Pb/2=2.25W。

5-5解：

∵Ucm=4V，ma=0.5；∴载波功率Pc=Ucm2/2RL=16/2×100=0.08W，总输出功率PAV=（1+ma2/2）Pc=0.09W，边频功率Pb=m2Pc/2=0.01W。

第一章无线电信号——调角信号

7-4解：

（1）载频fc=100MHz，调频信号频率F=5KHz，调频指数mf=5。

（2）瞬时相位θ（t）=2π×108t+5sin2π×5×103t；瞬时角频率ω（t）=dθ（t）/dt=2π×108+5×2π×5×103

sin2π×5×103t，瞬时频率f（t）=108+25×103sin2π×5×103t。

（3）最大相移∆θm=|mf|=5rad，最大频偏∆fm=mfF=5×5=25KHz。

（4）有效频带宽度BW≈2（mf+1）F=2（5+1）×5=60KHz。

7-5解：

（1）当F=300Hz时，mf=∆fm/F=75/0.3=250，BW≈2（mf+1）F=2（250+1）×0.3=150.6KHz。

（2）当F=3KHz时，mf=∆fm/F=75/3=25，BW≈2（mf+1）F=2×（25+1）×3=156KHz。

（3）当F=15KHz时，mf=∆fm/F=75/15=5，BW≈2（mf+1）F=2×（5+1）×15=180KHz。

7-6解：

（1）当调制信号为余弦波时u（t）是调频波，当调制信号为正弦波时u（t）是调相波。

（2）无论是调频还是调相波，m=mf=mp=10，∆fm=mF=10×103=10KHz。

（3）电路不变，说明Kf和KP不变；当调制信号频率变为F'=2KHz，UΩm不变时，则

对于调频电路：

∵∆fm=KfUΩm=mF=10×103=10KHz不变，与原电路相同，∴∆fm'=∆fm=10KHz；且BW≈2（∆fm'+F'）=2×（10+2）=24KHz。

对于调相电路：

∵mp=KpUΩm=10不变，∴∆fm'=mpF'=10×2=20KHz；且BW≈2（∆fm'+F'）=2×（20+2）=44KHz。

（4）电路不变，说明Kf和KP不变；当调制信号频率不变，UΩm减小一倍时，则

对于调频电路：

∵原∆fm=KfUΩm=mF=10×103=10KHz，当UΩm减小一倍时，∆fm'=5KHz；且BW≈2（∆fm'+F）=2×（5+1）=12KHz。

对于调相电路：

∵mp=KpUΩm=10，当UΩm减小一倍时，mp'=5KHz；∴∆fm'=mp'F=5×1

=5KHz；且BW≈2（∆fm'+F）=2×（5+1）=12KHz。

7-7解：

（1）已知fc=1MHz，Kf=1KHz/V，UΩm=0.1V，F=1KHz。

∴BWAM=2F=2×103=2KHz。

又∵mf=KfUΩm/F=0.1，∴BWFM≈2（mf+1）F≈2F=2KHz。

（2）电路不变，说明Kf不变；且UΩm=20V，F=1KHz。

∴BWAM=2F=2×103=2KHz。

又∵mf=KfUΩm/F=20，∴BWFM≈2（mf+1）F=2（20+1）×1=42KHz。

结果表明，调幅波的BWAM只与F有关，而调频波的BWFM与Kf、UΩm、F有关。

7-8解：

（1）已知Ucm=2V，fc=107Hz，∆fm=104Hz，UΩm=3V，F=400Hz。

∴m=mf=mp=∆fm/F=25。

∴调频波：

uFM（t）=Ucmcos（ωct+mfsinΩt）=2cos（2π×107t+25sin2π×400t）V；

调相波：

uPM（t）=Ucmcos（ωct+mPcosΩt）=2cos（2π×107t+25cos2π×400t）V。

（2）电路不变，说明Kf和KP不变；UΩm不变，F变为2KHz，则

对于调频波：

∆fm=KfUΩm不变，mf=∆fm/F=10/2=5，∴BWFM≈2（mf+1）F=2（5+1）×2=24KHz，uFM（t）=2cos（2π×107t+5sin2π×2×103t）V。

对于调相波：

mP=KPUΩm不变，∴BWFM≈2（mP+1）F=2（25+1）×2=104KHz，uPM（t）=2cos（2π×107t

+25cos2π×2×103t）V。

7-9解：

已知Ucm=5V，fc=108Hz，UΩm1=1V，F1=103Hz；UΩm2=2V，F2=500Hz，∆fm=20KHz。

且当t=0时调制信号的最大振幅为UΩm=3V，有Kf=∆fm/UΩm=20/3KHz/V。

再由mf=KfUΩm/F可得mf1=KfUΩm1/F1=20/3，mf2=KfUΩm2/F2=80/3，∴uFM（t）=5cos[2π×108t+（20/3）sin2π×103t+（80/3）sin2π×500t]V。

第二章选频网络

2-5解：

高频等效电路如图所示。

图中，p1=N23/N13=0.4，p2=N45/N13=0.3，gg=1/Rg，g=1/R，gL=1/RL。

（1）∵CΣ=p12Cg+C+p22CL=0.42×9+20+0.32×12=22.52pF，

∴L13=1/（2πfo）2CΣ=1/（2π×30×106）2×22.52×10-12=1.25μH。

（2）∵gp=1/ωoL13Q0=1/2π×30×106×1.25×10-6×60=70.7×10-6s，

∴gΣ=p12gg+gp+1/R+p22gL=343.1μs，

QL=1/ωoL13gΣ=1/2π×30×106×1.25×10-6×343.1×10-6≈12.37

2-6解：

高频等效电路如图所示。

图中，接入系数p=C1/（C1+C2）=0.625。

图中，接入系数p=C1/（C1+C2）=0.625。

（1）∵CΣ=Ci+C1C2/（C1+C2）=14.38pF，∴fo=1/2π

=46.93MHz；

（2）Rp=ωoLQ0=2π×46.93×106×0.8×10-6×100=23.58KΩ；

（3）∵RΣ=Ri//Rp//（RL/p2）=4.534KΩ，∴QL=RΣ/ωoL=19.23；

（4）BW0.7=fo/QL=2.44MHz。

第三章高频小信号放大器

2-9解：

（1）高频等效电路如图所示。

图中，p1=N21/N31=0.75，p2=N45/N31=0.3，gp=1/ωoL31Q0=

1/2π×10.7×106×4×10-6×100=37.2×10-6s。

（2）∵CΣ=1/（2πfo）2L31=1/（2π×10.7×106）2×4

×10-6=55.3×10-12F=55.3pF，

∴由CΣ=p12Coe+C+p22Cie2得C=CΣ-p12Coe-p22Cie2=49.75pF。

（3）∵gΣ=p12goe+gp+p22gie2=0.752×200×10-6+37.2×10-6+0.32×2860×10-6=0.407×10-3s，

∴Auo=p1p2|yfe|/gΣ=0.75×0.3×45×10-3/0.407×10-3=24.87。

又∵QL=1/ωoL31gΣ=1/2π×10.7×106×4×10-6×0.407×10-3=9.12，

∴BW0.7=fo/QL=10.7×106/9.12=1.17MHz；对于单调谐回路，K0.1≈10。

2-10解：

（1）高频等效电路（忽略yre）如图所示。

图中，p1=N23/N13=0.3，p2=N45/N13=0.25，gp=1/ωoL13Q0=1/2π×10.7×106×4×10-6×100=37.2×10-6s。

由y参数的表达式得：

|yfe|=

=44.97ms=44.97×10-3s，φfe=arctg（-36.4/26.4）=-540；

goe=0.2ms=0.2×10-3s，Coe=1.3×10-3/2π×10.7×106=19.34pF；

gie=2.86ms=2.86×10-3s，Cie=3.4×10-3/2π×10.7×106=50.57pF。

（2）∵CΣ=1/（2πfo）2L13=1/（2π×10.7×106）2×4×10-6=55.3×10-12F=55.3pF，

∴由CΣ=p12Coe+C+p22Cie2得C=CΣ-p12Coe-p22Cie2=50.41pF。

又∵gΣ=p12goe+1/10×103+gp+p22/15×103+p22/6.2×103+p22gie2=348.2×10-6s。

∴Auo=p1p2|yfe|/gΣ=0.3×0.25×44.97×10-3/348.2×10-6=9.7。

又∵QL=1/ωoL31gΣ=1/2π×10.7×106×4×10-6×348.2×10-6=10.67，

∴BW0.7=fo/QL=10.7×106/10.67=1.00MHz；对于单调谐回路，K0.1≈10。

（3）AuoΣ=（Auo）4=（9.7）4=8.85×103；（BW0.7）4=

（BW0.7）1=0.43×1=0.43MHz；

（K0.1）4=

/

=1.47/1.44=3.42。

2-11解：

高频等效电路（p1=p2=1）如图所示。

图中，由y参数的表达式得：

|yfe|=

=20.6×10-3s，φfe=arctg（-5/20）=-140；

goe=20μs=20×10-6s，Coe=40×10-6/2π×10.7×106=0.6pF；

（1）∵BW0.7=fo/QL，∴QL=fo/BW0.7=10.7×106/500×103=21.4；又∵Auo=p1p2|yfe|/gΣ=|yfe|/gΣ，∴gΣ=|yfe|/Auo=20.6×10-3/100=206×10-6s。

再据QL=1/ωoLgΣ得L=1/ωoQLgΣ=1/2π×10.7×106×206×10-6×21.4=3.37×10-6H。

（2）∵CΣ=1/（2πfo）2L=1/（2π×10.7×106）2×3.37×10-6=65.65pF，

∴由CΣ=Coe+C得C=CΣ-Coe=65.65-0.6=65.05pF。

（3）∵gp=1/ωoLQ0=1/2π×10.7×106×3.37×10-6×100=44.14×10-6s。

∴由gΣ=goe+1/R+gp得R=1/（gΣ-goe-gp）=1/（206×10-6-20×10-6-44.14×10-6）=7.05KΩ。

2-12解：

影响谐振放大器稳定性的因素是反向传输导纳Yre≠0。

因为Yre在某些特定频率点的条件下，很可能通过管子内部的反馈对输入端产生影响（即形成正反馈，产生自激）。

其物理意义是表示在输入短路时输出电压引起输入电流的变化关系。

因此，在通常情况下，应考虑稳定措施，如实际中的中和法和失配法等，以抑制隐患。

2-13解：

因为在高频工作时，晶体管的极间电容Cb’c的作用不能忽略。

因为Cb’c会通过管子内部的反馈Yre（≈-jωCb’c）影响电路的稳定性，为此应考虑管子单向化的措施，如中和法等。

而在低频工作时，Cb’c的容抗值很大，内部反馈的影响很小，故低频工作时不用去考虑采用单向化的措施。

2-14解：

中和电容的连接方法如图所示。

中和条件为：

CnU45=Cb’cU21。

第四章高频功率放大器

3-1解：

因为衡量功率放大器的指标是输出功率和效率。

欲使输出功率和效率要高些，那么就必须降低在有源器件上的损耗功率，即减小放大管集电极电流的导通时间。

我们知道乙类、丙类放大状态的效率比甲类高，因此高频功率放大器常选用乙类或丙类放大。

乙类和丙类放大的集电极电流为脉冲状，只有通过谐振回路（或选频网络）才能选出周期脉冲电流的基波分量，即回路调谐于工作频率是为了取出基波电压输出。

3-2解：

低频功率放大器所放大的信号频率相对较宽（一般为20Hz~20kHz），不可能用谐振回路取出不同的频率分量，为此只能采用甲类或乙类推挽的放大形式。

而高频功率放大器所要放大的信号频率相对很窄，采用谐振回路可以完成选频作用，因此工作于丙类放大。

3-4解：

（1）PVcc=VCCIC0=24×250×10-3=6W。

（2）ηc=Po/PVcc=5/6=83.3%。

（3）由电压利用系数ξ=Uc1m/VCC得Uc1m=ξVCC=0.95×24=22.8V，再据ηc=Uc1m2/2RP得RP=52Ω。

（4）由Po=Ic1mUc1m/2得Ic1m=2×5/22.8=0.44A。

（5）由ηc=g1（θc）ξ/2得g1（θc）=2×0.833/0.95=1.75，查表得θc=660。

3-5解：

查表得α0（900）=0.319，α1（900）=0.5。

（1）由IC0=iCMα0（θc）得iCM=IC0/α0（θc）=90/0.319=282.1mA，∴Ic1m=iCMα1（900）=282.1×0.5=

141mA，Po=Ic1m2RP/2=（141×10-3）2×200/2=1.9881W。

（2）∵PVcc=VCCIC0=30×90×10-3=2.7W，∴ηc=Po/PVcc=1.9881/2.7=73.6%。

3-7解：

由已知条件θc=700，iCM=2.2A得IC0=iCMα0（700）=2.2×0.253=0.557A，Ic1m=iCMα1（700）=2.2×0.436=0.96A。

（1）在临界时由iCM=SC（VCC-Uc1m）得Uc1m=21.25V，∴RP=Uc1m/Ic1m=21.25/0.96=22.14Ω。

（2）PVcc=VCCIC0=24×0.557=13.37W。

（3）Po=Ic1mUc1m/2=0.96×21.25/2=10.2W。

（4）PT=PVcc-Po=13.37-10.2=3.17W。

（5）ηc=Po/PVcc=10.2/13.37=76.3%。

3-10解：

（1）将临界状态时的iCM=SC（VCC-Uc1m）代入Po=Ic1mUc1m/2=iCMα1（θc）Uc1m/2得Uc1m2-VCCUc1m+2Po/SCα1（θc）=0，代入数据得：

Uc1m2-24Uc1m+41.7=0，∴Uc1m=22.11V和Uc1m=1.9V（舍去）。

再将Uc1m=22.11V代入iCM=SC（VCC-Uc1m）得iCM=0.624A。

（2）IC0=iCMα0（700）=0.624×0.253=0.158A，Ic1m=iCMα1（700）=0.624×0.436=0.272A。

（3）PVcc=VCCIC0=24×0.158=3.792W。

（4）ηc=Po/PVcc=3/3.792=79.1%。

（5）RP=Uc1m/Ic1m=22.11/0.272=81.3Ω。

（6）∵cos700=0.342，∴由iCM=gCUim（1-cosθc）得Uim=iCM/gC（1-cos700）=3.95V。

（7）由VBB+Uth=Uimcosθc得VBB=Uimcos700-Uth=3.95×0.342-0.65）=0.7V。

第四章高频功率放大器

3-13解：

由VBB+Uth=Uimcosθc得cosθc=（VBB+Uth）/Uim=（-0.6+0.6）/0.35=0，θc=900。

又∵Uc1m=ξVCC=28.8V，∴由临界状态时的iCM=SC（VCC-Uc1m）=0.4×（30-28.8）=0.48A。

∴IC0=iCMα0（900）=0.48×0.319=0.153A，Ic1m=iCMα1（900）=0.48×0.5=0.240A。

（1）RP=Uc1m/Ic1m=28.8/0.240=120Ω。

（2）Po=Ic1mUc1m/2=0.240×28.8/2=3.46W。

（3）PVcc=VCCIC0=30×0.153=4.59W。

（4）PT=PVcc-Po=4.59-3.46=1.13W。

（5）ηc=Po/PVcc=3.46/4.59=75.4%。

（6）在不变动RP的条件下，由Po=Uc1m2/2RP可知，欲使Po减半则Uc1m2应减半，而Uc1m=Ic1mRP=iCMα1（θc）RP=gCUim（1-cosθc）α1（θc）RP，显然减小Uim可实现Po减小。

此外，反偏VBB的增加也可使Po减小。

3-14解：

将临界状态时的iCM=SC（VCC-Uc1m）代入Po=Ic1mUc1m/2=iCMα1（θc）Uc1m/2得

Uc1m2-VCCUc1m+2Po/SCα1（θc）=0。

（1）∵θc=900，则α0（900）=0.319，α1（900）=0.5。

代入数据得：

Uc1m2-18Uc1m+12=0，并由求根公式解得Uc1m=17.3V和Uc1m=0.7V（舍去）。

再将Uc1m=17.3V代入iCM=SC（VCC-Uc1m）得iCM=0.42A，则Ic0=iCMα0（900）=0.42×0.319=0.134A，Ic1m=iCMα1（900）=0.42×0.50=0.21A。

∴PVcc=VCCIC0=18×0.134=2.412W；PT=PVcc-Po=2.412-1.8=0.612W；ηc=Po/PVcc=1.8/2.412=

74.6%；Rp=Uc1m/Ic1m=17.3/0.21=82.4Ω。

（2）∵θc=800，则α0（800）=0.286，α1（800）=0.472。

代入数据得：

Uc1m2-18Uc1m+12.712=0，并由求根公式解得Uc1m=17.26V和Uc1m=0.74V（舍去）。

再将Uc1m=17.26V代入iCM=SC（VCC-Uc1m）得iCM=0.444A，则Ic0=iCMα0（800）=0.444×0.286=0.127A，Ic1m=iCMα1（800）=0.444×0.472=0.209A。

∴PVcc=VCCIC0=18×0.127=2.286W；PT=PVcc-Po=2.286-1.8=0.486W；ηc=Po/PVcc=1.8/2.286=78.7%；Rp=Uc1m/Ic1m=17.26/0.209=82.6Ω。

3-16解：

（1）∵cosθc=（Uth+VBB）/Uim=（0.6+0.2）/1.6=0.5，得θc=600，查表α0（600）=0.218，α1（600）

=0.391；并由Po=Ic1m2Rp/2得Ic1m=0.2A。

故iCM=Ic1m/α1（600）=0.512A，Uc1m=Ic1mRp=10V，PVcc=VCCIC0=VCC×iCMα0（600）=2.68W，ηc=Po/PVcc=1/2.68=37.3%。

若iCM=0.512A，对应于临界状态的Uc1′m=VCC-iCM/SC=24-0.512/0.4=22.72V。

因Uc1m

（2）当其它条件不变，且临界状态下的Uc1m=22.72V时，则有Po=Ic1mUc1m/2=0.2×22.72/2=

2.272W；PVcc不变，ηc=Po/PVcc=2.272/2.68=84.8%。

第五章振幅调制电路

5-13解：

图（a）

uD1=uc+uΩ，uD2=uc+uΩ，uc正向加到D1、D2上，则有i1=gdS（ωct）uD1，i2=gdS（ωct）uD2，且i1、i2流向相反，∴i=i1-i2=gdS（ωct）uD1-gdS（ωct）uD2=0可见，不能实现双边带调制。

图（b）

∵uD1=uc+uΩ，uD2=-uc-uΩ，uc、uΩ正向加到D1上、uc、uΩ反向加到D2上，则有i1=gdS（ωct）uD1，i2=gdS（ωct-π）uD2，且i1、i2流向一致，∴i=i1+i2=gdS（ωct）uD1+gdS（ωct-π）uD2=gd[（4/π）cosωct-（4/3π）cos3ωct+…]（Ucmcosωct+UΩmcosΩt）。

可见，i中含有直流、2nωc、[（2n-1）ωc±Ω]频率分量（其中n=1，2，3，…），能实现双边带调制。

5-14解：

图（a）

uD1=uc+uΩ，uD2=uc-uΩ，uc正向加到D1、D2上，则有i1=gdS（ωct）uD1，i2=gdS（ωct）uD2，且i1、i2流向相同，∴i=i1+i2=gdS（ωct）uD1+gdS（ωct）uD2=gd[1/2+2/πcosωct-2/3πcos3ωct+…]Ucmcosωct。

可见，i中含有ωc、2ωc、2nωc频率分量（其中n=1，2，3，…），不含ωc±Ω项，故不能实现双边带调制。

图（b）

uD1=-uc-uΩ，uD2=-uc+uΩ，uc反向加到D1、D2上，则有i1=gdS（ωct-π）uD1，i2=gdS（ωct-π）uD2，且i1、i2流向相反，∴i=-i1+i2=-gdS（ωct-π）uD1+gdS（ωct-π）uD2=gd[1/2-2/πcosωct+2/3πcos3ωct+…]UΩmcosΩt。

可见，i中含有Ω、ωc±Ω、3ωc±Ω等频率分量，故能实现双边带调制。

第五章调幅解调电路

6-2解：

，Kd=cosθ=0.834

uA=KdUIm（1+macosΩt）=1.2×0.834（1+0.5cos10π×103t）=1+0.5cos10π×103t（V）

uB=0.5cos10π×103t（V）　　　　Rid≈R/2=2.35（kΩ）

为防止负峰切割失真，必须满足ma≤RΩ/R，而RΩ/R=10/（4.7+10）=0.68>0.5，所以不会产生负峰切割失真。

为避免产生惰性失真，RC的乘积应满足

，而RC=0.047×10-3，

=0.055×10-3，所以RC<

，不会产生惰性