第11章 信号产生电路教案.docx

1、第11章 信号产生电路教案第11章 信号产生电路 学习本章后，读者可以了解： 正弦波振荡器的原理、组成和振荡过程，正弦波振荡器的分析方法； RC串并联电路的选频特性，RC串并联正弦波振荡器的组成、工作原理和特性参数的计算； LC并联谐振电路的特性，LC选频放大电路； 变压器反馈式、电感反馈式和电容反馈式LC振荡电路的组成、工作原理和特性参数的计算； 石英晶体谐振器的结构和选频特性，石英晶体正弦波振荡器； 单片集成函数发生器ICL8038、压控振荡器和三角波-正弦波变换器的工作原理，ICL8038的应用电路。在没有输入信号的情况下产生周期性振荡输出信号的电子电路称为信号产生电路，简称为振荡器。与

2、放大电路一样，信号产生电路同样是一种能量转换电路，但不同的是信号产生电路无需外部激励就能自动地将直流电源供给的功率转换为一定频率和振幅的信号功率输出。 根据所产生的波形可以分为正弦波振荡器和非正弦波（矩形脉冲、三角波、锯齿波等）振荡器。它们在测量、控制、通讯等各个领域有着广泛的应用。振荡器既可用分立元件构成，也可用集成运放组成，也有集成信号发生器组件。11.1 正弦波振荡器输出正弦波的信号产生电路称为正弦波振荡器。下面首先讨论振荡原理，然后介绍典型的振荡电路。11.1.1正弦波振荡原理1平衡振荡条件如第3章所述，当附加相移达到1800、环路增益大于等于1时，负反馈放大电路会产生自激振荡。它使放

3、大电路不能正常工作，应当设法抑制。但是，正弦波振荡器正是利用自激振荡原理产生稳定的正弦波输出信号。为了有利于自激振荡，在基本放大电路的增益最大的频段引入正反馈，如图11.1.1（a）所示。注意：输入信号为零，比较环节的反馈信号端为“+”，表示引入正反馈。因为，图(a)简化为图(b)。 如果环路增益等于1，即 （11.1.1）则，反馈信号作为基本放大电路的输入。在没有外加输入信号的情况下，反馈信号维持了稳定的输出信号，如图11.1.1(b)所示。 式（11.1.1）既是正弦波振荡器的平衡振荡条件。可分解为相位平衡条件和幅度平衡条件： (11.1.2）相位平衡条件表示正反馈。通常，电路结构影响相位

4、平衡条件，电路参数影响幅度平衡条件。为了产生单一频率的正弦波，基本放大电路或者反馈网络应具有选频功能，使电路在特定频率满足平衡振荡条件。否则，输出信号的谐波成分严重。2起振和稳幅接通电源的瞬间，电路反馈信号为零，输出信号亦为零。输出信号是如何从无到有建立起来的呢？振荡电路中总存在微弱的噪声或干扰信号，它们的频谱很宽。利用选频网络把特定频率f0的信号选择出来，经过放大和正反馈的多次循环，只要AF1，输出信号就会逐渐增大，如图11.1.2所示。因此，起振条件为 (11.1.3）当输出信号增大到一定幅度后，减小环路增益，使AF=1，电路产生稳定的输出信号，这个过程称为稳幅。综上所述，振荡电路产生稳定

5、的输出信号必须经历起振和稳幅2个过程，如图11.1.2所示。由于电信号传输速度快，人们并不能感觉到这2个过程的存在。其二，正弦波振荡电路必须包含放大电路、反馈电路、选频电路和稳幅电路。通常，选频电路和反馈电路合二为一，或者选频电路植入放大电路中形成选频放大电路。按选频电路所用元件类型的不同，分为RC振荡器，LC振荡器和石英晶体振荡器。3分析方法判断电路能否产生正弦振荡的一般方法是：（1）电路是否具有放大、反馈、选频和稳幅功能。（2）是否满足相位平衡条件。一般用瞬时极性法判断，若是正反馈则满足相位平衡条件。（3）是否满足幅度平衡条件。（4）计算振荡频率和幅度。11.1.2 RC正弦波振荡器RC振

6、荡器有RC串并联型，RC移相型和RC双T型等电路。它们的共同特点是反馈网络兼作选频网络（合二为一）。下面介绍RC串并联振荡器。1RC串并联电路的选频特性RC串并联选频电路示于图11.1.3 (a)，由RC串联支路和RC并联支路组成。在振荡电路中，它除了完成选频功能外，还完成正反馈功能。即是振荡电路的输出信号，是振荡电路的反馈信号。当频率较低时，1/C1R1，1/C2R2，RC串并联电路近似等效为图(b)，是高通电路，且超前于（f0）。频率越低，反馈系数越小，如图(d)的低频部分。当频率较高时，1/C1R1，1/C2R2，RC串并联电路近似等效为图(c)，是低通电路，且滞后于于（f1，满足起振条

7、件。 （4）幅度平衡条件当输出信号足够大时，D1和D2导通。忽略二极管的导通电阻，同相放大电路的增益为 （11.1.12）选择R2=2R1，则AF=1，满足幅度平衡条件。 （5）振荡频率和幅度电路的振荡频率为 （11.1.13） 电路的输出电压幅度为 （11.1.14）式中，Von是二极管的导通压降。 3稳幅电路 稳幅电路的作用是自动调节环路增益，使AF随输出信号幅度的增大自动地由大于1减小为1。可以采用非线性元件、热敏线性电阻和压控线性电阻实现增益自动调节。非线性元件稳幅使输出电压谐波大，例如，图11.1.4电路。在每个信号周期内，输出电压在负峰值与正峰值之间变化。电压绝对值小时二极管截止，

8、放大电路的增益大；电压绝对值大时二极管导通，放大电路的增益小，导致输出谐波大。 线性元件稳幅则不存在上述现象，可使振荡电路输出正弦波。图11.1.5 是用热敏线性电阻稳幅的文氏电桥振荡器。图中R1是具有正温度系数的热敏线性电阻。当信号幅度小时，热敏线性电阻消耗的功率小，温度低，则电阻R1小，放大电路增益大；当信号幅度大时，热敏线性电阻消耗的功率大，温度升高，则电阻R1大，放大电路的增益减小；实现了自动稳幅。注意，热敏电阻的阻值与信号幅度有关，而不是信号的瞬时值。 图11.1.6是压控线性电阻稳幅的正弦波振荡器。结型场效应管T工作在可变电阻区，其漏源等效电阻RT与栅源电压vGS有关。二极管D和电

9、容C3等元件对输出正弦波整流，产生负的vGS。当输出电压幅度小时，|vGS|小，RT小，放大电路增益大；当输出电压幅度大时，|vGS|大，RT大，放大电路增益小；实现了自动稳幅。在稳幅电路中，场效应管的漏源等效电阻只与输出电压的幅度有关，而不是瞬时值。 4频率调节 实验中需要不同频率的正弦信号。可以同步调节RC串并联电路的电阻和电容实现，如图11.1.6所示。频段开关同步改变串联支路和并联支路的电容，选择输出信号频段。双联电位器（Rp1和Rp2）同步改变串联支路和并联支路的电阻，实现频段内的频率调节。所以，图11.1.6 是一个实用的正弦信号发生器电路。电路的缺点是，当频段多时频率调节电路较复

10、杂。 RC串并联振荡器适用于频率不超过1MHz的场合。因为提高频率，势必减少RC。R的减少使放大电路的负载加重，而C的减少将使振荡频率受寄生电容的影响。因此，当需要更高频率的振荡器时，可采用LC振荡器。11.1.3 LC谐振回路的特性和选频放大器1LC并联回路的选频特性LC并联谐振回路如图11.1.7所示。在实际的电路中，通常是多个电感或多个电容。图11.1.7中，L是回路的总电感，C是回路的总电容，R是回路总损耗的等效电阻。在信号频率足够大时，R1(Q值为几十至几百)。（3）谐振时，电容的电流为所以 （11.1.19）即谐振时，电感电流和电容电流形成回路电流，称为槽路电流，槽路电流远远大于L

11、C并联电路的外部电流。说明当电感释放能量（磁场能）时电容吸收能量，而电容释放能量（电场能）时电感吸收能量。谐振时，电场能和磁场能的相互转换正是谐振的实质。槽路电流的概念可以简化含LC电路的分析，很重要。 （4）阻抗频率特性：将0、Z0和Q代入（11.1.15），得 （11.1.20） （11.1.21） （11.1.22） 由式（11.1.21）和（11.1.22）绘出LC并联电路的阻抗频率特性，如图11.1.8所示。由图可知，（1）当f=f0时，阻抗达到最大值（谐振阻抗），阻抗角为零（电阻性）；（2）当ff0时，阻抗角小于零（容性）。2选频放大电路以LC并联谐振回路作为共射电路的集电极负载，

12、则可组成具有选频和放大功能的选频放大电路，如图11.1.9（a）所示。“*”表示变压器的同名端，表明按图示的参考方向，原边电压和付边电压相位相同。设变压器的变比为n:1，原边等效电感为L。等效电感L与电容C构成LC并联谐振回路。谐振频率是 忽略变压器的损耗，变压器付的边负载电阻等效到原边的电阻，与阻抗LC并联阻抗Z并联。对于谐振频率信号，电容C1和Ce相当于短路。所以，放大电路的增益为 （11.1.23） （11.1.24）幅频响应如图11.1.9（b）所示，与谐振回路的阻抗频率特性相似，只是Q值减小，频率选择性稍差。只有在谐振频率附近的输入信号才能被放大，故称为选频放大电路（或窄带放大电路）

13、。忽略LC谐振回路的电阻（Z0），则在谐振频率处，最大增益为 （11.1.25）11.1.4 LC正弦波振荡器如果对选频放大器引入正反馈，并用反馈信号取代输入信号，则可组成LC正弦波振荡器。LC振荡器常用于产生1MHz以上频率的正弦波。由于普通运放频带较窄，一般由分立元件放大器或高频集成放大电路组成LC振荡器。分为变压器反馈式、电感三点式和电容三点式振荡器。它们的共同点是用用LC并联谐振回路作选频电路。1变压器反馈式LC正弦波振荡器 图11.1.10 是变压器反馈式LC正弦波振荡器。变压器原边的等效电感L与电容C组成LC谐振回路，作为晶体管T的集电极负载，组成共射极选频放大电路。对于谐振频率信

14、号，电容Cb 和Ce相当于短路。变压器的变比为n=N1/N2，N1和N2分别是原边匝数和付边匝数。变压器的付边直接与选频放大器的输入相连，形成反馈。放大器的输入电阻既是付边的负载电阻RL。输入电阻和反馈系数分别是 在谐振频率，放大电路的增益为 所以，唯有在谐振频率处，满足相位平衡条件：a+f1800+1800=3600。定性分析相位平衡条件通常采用瞬时极性法。在图11.1.10中，标注了LC回路谐振时各个信号的瞬时极性。瞬时极性表明，电路引入了正反馈。 起振条件是 （11.1.26） 调整变压器的变比n或选择合适的晶体管，可满足上述起振条件。起振后，随着输出幅度的增加，将逐渐减小，达到幅度平衡

15、条件，输出特定频率和幅度的正弦波。 电路的振荡频率是LC回路的谐振频率，即 （11.1.27）变压器反馈式正弦波振荡电路易于产生振荡（调整变比），波形较好。但是，磁耦合反馈的损耗较大，振荡频率的稳定度不够高。2电感反馈式正弦波振荡器图11.1.11是电感反馈式正弦波振荡器电路。在电感线圈内引出中间电极，形成2个电感L1和L2，并且2部分线圈是顺绕的。它们具有相同的磁路，因而具有互感M。所以，LC谐振回路中的总电感为LL1+L2+2M。谐振角频率为电感的2端交流接地，1端引出反馈信号，3端是输出信号。LC回路谐振时，槽路电流远远大于外部支路的电流，如图所示。所以，谐振频率对应的反馈系数为对于谐振

16、频率信号，电容Cb 和Ce相当于短路。晶体管T构成共射极放大电路，其输入电阻近为输入电阻连接在电感线圈的1端和2端之间。可以证明，谐振时，Ri等效到电感线圈的2端和3端的电阻为 忽略LC谐振回路的损耗，谐振时放大电路的增益为 所以，唯有在谐振频率处，满足相位平衡条件：a+f1800+1800=3600。定性分析相位平衡条件通常采用瞬时极性法。在图11.1.11中，标注了LC回路谐振时各个信号的瞬时极性。瞬时极性表明，电路引入了正反馈。 起振条件是 （11.1.28） 电感与线圈匝数的平方成正比，调整匝数N1或N2，或者选择合适的晶体管，可满足上述起振条件。起振后，随着输出幅度的增加，将逐渐减小

17、，达到幅度平衡条件，输出特定频率和幅度的正弦波。 电路的振荡频率是LC回路的谐振频率，即 （11.1.29）用可变电容替换固定电容C可实现频率调节，调节范围较宽。通常振荡频率在几百kHz到几十MHz之间。由于反馈电压取自电感，感抗随频率升高而增大，增强反馈电压中的高次谐波，使输出波形不理想。在要求输出更纯的正弦波时，可采电容反馈式振荡电路。3电容反馈式正弦波振荡器 图11.1.12 是电容反馈式正弦波振荡电路。电容C1和C2串联，与电感L组成LC谐振回路。谐振角频率是 电容C1上的电压作输出，电容C2上的电压作反馈。LC回路谐振时，槽路电流远远大于外部支路的电流，如图所示。所以，谐振频率对应的

18、反馈系数为 对于谐振频率信号，电容Cb1、Cb2和Ce相当于短路，电感Lc相当于开路（故称为高频扼流圈）。晶体管T构成共射极放大电路，其输入电阻近为输入电阻连接在谐振回路的1端和2端之间。可以证明，谐振时，Ri等效到谐振回路的2端和3端的电阻为 忽略LC谐振回路的损耗，谐振时放大电路的增益为所以，唯有在谐振频率处，满足相位平衡条件：a+f1800+1800=3600。定性分析相位平衡条件通常采用瞬时极性法。在图11.1.12中，标注了LC回路谐振时各个信号的瞬时极性。瞬时极性表明，电路引入了正反馈。 起振条件是 （11.1.30） 适当选择C1/C2或选择合适的晶体管，可满足上述起振条件。起振

19、后，随着输出幅度的增加，将逐渐减小，达到幅度平衡条件，输出特定频率和幅度的正弦波。 电路的振荡频率是LC回路的谐振频率，即 （11.1.31）由于反馈电压取自电容，容抗随频率升高而减小，抑制反馈电压中的高次谐波，因而输出波形是较纯的正弦波。在电子线路中，可变电容比可变电感的变化范围大。因此，通常采用可变电容改变频率。根据式（11.1.30 ），C1和C2必须同步调整，以保证起振条件，故频率调整不方便。采用单个可变电容的振荡电路如图11.1.13所示。振荡频率为 （11.1.32）另外，在交流通路中，电容C1与放大电路的输入电容Ci并联（主要是晶体管的发射结电容），电容C2与放大电路的输出电容C

20、o并联（主要是晶体管的集电结电容）。当C1和C2与Ci和Co数值相当时，振荡频率受Ci和Co的影响。由于晶体管极间电容是温度的函数，所以，在前述情况下，振荡频率稳定性差。为了克服这一缺点，C1和C2必须远大于Ci和Co。为了产生高频振荡，在电感支路串入一个电容，如图11.1.14所示。通常选择C1和C2远大于Ci、Co和C3。一方面消除了Ci和Co对振荡频率的影响。另一方面，因为在LC振荡回路中，C1、C2和C3串联，回路总电容为 故振荡频率为 （11.1.33）电路的振荡频率可达100MHz，频率稳定度(定义为f0/f0)也较高。频率稳定度定义为各种因素引起的振荡频率变化量f0与振荡频率f0

21、之比（f0/f0）。改进的电容反馈式正弦波振荡器的频率稳定度f0/f0可小于0.01，频率稳定度较高。11.1.5石英晶体振荡器如果对振荡频率的稳定性要求更高，可采用石英晶体振荡器。石英晶体振荡器是在振荡电路中用石英晶体谐振器取代LC选频电路，构成正弦波振荡器。石英晶体振荡器的频率稳定度高达10-910-11。1石英晶体谐振器的电特性石英晶体是一种各向异性的结晶体(二氧化硅)。按一定方位角切下的石英晶体薄片称为晶片。在晶片的两个对应表面上涂敷银层，引出电极，加上外壳封装，就构成石英晶体谐振器，如图11.1.15所示。如果在石英晶体谐振器的两个电极间加电压，则在晶片内形成电场，晶片沿电场方向产生

22、机械变形。反之，若在晶片两侧施加压力，则在晶片内沿应力方向上产生电场，这种现象称为压电效应。因此，在晶片两极加上交变电压，晶片就会产生机械振动；机械振动又会在电极上产生交变电压。当外加交变电压的频率等于晶片的固有振动频率时，产生共振，振幅将急剧增加，这种现象称为压电谐振。其固有频率即谐振频率，与晶片的切割方式、几何形状、尺寸有关，这些可以制作得很精确，因而频率稳定度很高。图11.1.16是石英晶体谐振器的电路符号、等效电路和电抗频率特性。图中C0是晶片和金属极（银层）板构成的静态电容（未加交流信号时），略为几皮法到几十皮法。作用交流信号时，晶片振动。机械振动的惯性用电感L模拟，略为几毫亨到十毫

23、亨；晶片的弹性用电容C模拟，略为0.01到0.1pF；晶片振动的摩擦损耗用电阻R模拟，略为100。因为L很大，R、C很小，回路的Q值极高，可达104106。（1）当RLC串联支路发生串联谐振时，该支路等效为纯阻R。串联谐振频率为 （11.1.34）由于静态电容C0很小，其容抗远大于R。因此，石英晶体谐振器的等效阻抗近似等于R，阻值极小，呈阻性。（2）当频率高于fs时，RLC支路呈感性，可与C0产生并联谐振，并联振荡频率为 （11.1.35）由于，因此fs与fp非常接近，但fsfP。（3）电抗频率特性忽略电阻R，回路的等效阻抗为 (11.1.36)Z近似为纯电抗X。当ffs时，X0，呈容性；当f

24、sf0，呈感性；当ffp时，X0，呈容性。电抗频率特性如图11.1.16(c)所示。（4）石英晶体并联谐振电路由电抗频率特性可知，在fsf1，运放或放大电路的晶体管将进入截至区或饱和区，输出非正弦波。所以，从反馈振荡原理看，非正弦波振荡器和正弦波振荡器是相同的。但是，要求非正弦波振荡器输出波形的边缘好，如方波的上升沿和下降陡直，故非正弦波振荡电路的正反馈更强。通常放大电路连接成斯密特比较器，即迟滞比较器，具有很强的正反馈。此外，非正弦波振荡电路的频率控制通常采用简单的RC电路（功能与选频电路相同），控制比较器在2个状态的交替停留时间，形成电振荡。本节介绍利用电压迟滞比较器和RC反馈电路构成的矩

25、形波、三角波、锯齿波振荡器。11.2.1矩形波振荡器矩形波振荡器如图11.2.1（a）所示，由反相迟滞过零比较器和RC电路组成。比较器的传输特性如图（b）所示，输出高电平VOH=VZ，输出低电平VOL=-VZ；上限阈值电压和下限阈值电压分别为 （11.2.1a） （11.2.1b）设在接通电源的瞬间，电容电压vC=0，比较器输出高电平VZ。故电容C充电，vC上升，充电时间常数为RC。当达到vC =VT+时，比较器的正反馈使输出电压跳变为低电平-VZ（见传输特性）。此后，因vC =VT+-VZ，电容开始放电，vC下降，放电时间常数为RC。当达到vC =VT-时，比较器的正反馈使输出电压跳变为低电平VZ（见传输特性）。此后，因vC=VT-VZ，电容开始新一轮的充电。如此周而复始，产生振荡，输出矩形波。综上所述，vC及vO的波形如图11.1.2所示。因为电容充电和放电的时间常数、电压变化幅度等相同，所以输出高电平、低电平持续时间相等的方波。根据一阶RC电路的三要素法，电容电压的动态响应为 (11.2.2)由工作波形图可知，电容电压vC从t1时刻的VT+下降到t2时刻的VT-所需要的时间即是振荡周期T的一半，即T=2(t2-t1)。在t2与t1之间，电容放电，时间常数=RC，vC（t1）=VT+，vC（t2）=VT-，电容电压初始值为VT+，vC（）= -VZ。代入(11.2.2)式，得