1、 比特此消息中共含45个信源符号,这45个信源符号携带有87.81比特信息量,则此消息中平均每个符号携带的信息量为 比特/符号法二:若用熵的概念计算,有说明:以上两种结果略有差别的原因在于,它们平均处理方法不同,前一种按算术平均的方法进行计算,后一种是按熵的概念进行计算,结果可能存在误差。这种误差将随消息中符号数的增加而减少。1-5 (1)bit/符号(2)某一特定序列(例如:m个0和100-m个1)出现的概率为所以,信息量为(3)序列的熵1-6 若系统传送二进制码元的速率为1200Baud,则系统的信息速率为: 若系统传送十六进制码元的速率为2400Baud,则系统的信息速率为:1-7 该恒
2、参信道的传输函数为 冲激响应为 输出信号为 讨论:该恒参信道满足无失真传输的条件,所以信号在传输过程中无畸变。1-8 1-9 假设该随参信道的两条路径对信号的增益强度相同,均为。则该信道的幅频特性为: 当出现传输零点; 当出现传输极点; 所以在kHz(n为整数)时,对传输信号最有利; 在kHz(n为整数)时,对传输信号衰耗最大。1-10 (1) 因为S/N =30dB,即10,得:S/N=1000由香农公式得信道容量 (2)因为最大信息传输速率为4800b/s,即信道容量为4800b/s。由香农公式。则所需最小信噪比为1.66。第2章 信号与噪声分析2-1 数学期望:因为 所以方差:2-2 由
3、题意随机变量x服从均值为0,方差为4,所以,即服从标准正态分布,可通过查标准正态分布函数数值表来求解。 (1) (2) (3)当均值变为1.5时,则服从标准正态分布,所以2-3 (1)因为随机变量服从均匀分布,且有,则的概率密度函数,所以有 由此可见,的数学期望与时间无关,而其相关函数仅与相关,因此是广义平稳的。(2)自相关函数的波形如图2-6所示。图2-6(3)根据三角函数的傅氏变换对可得平稳随机过程的功率谱密度2-4 (1)因为,互不相关所以又根据题目已知均值,所以(2)自相关函数 ()(3)由(2)可知不仅与有关还与有关,所以为非广义平稳随机过程。2-5 根据图示可得 因为,所以, 即则
4、(1) ; (2) (3) 2-6 (1)(2)所以,直流功率为则,交流功率为对求傅里叶变换可得其功率谱密度2-7 2-8 (1)与互为傅立叶变换所以,对做傅立叶变换得(2)直流功率为(3)交流功率为2-9 RC低通滤波器的传递函数为因此输出过程的功率谱密度为相应地,自相关函数为2-10 即自相关函数只与有关 即均值为常数所以为宽平稳过程。(2)平均功率为 因为,所以 (3) 2-11 (2) 与互为傅立叶变换2-12 2-13 因为题目已知 冲激响应为 所以 ,又因为 与 互为傅立叶变换由可知 总的平均功率2-14 (1)由傅里叶时域微分性质可知微分器的系统函数,则信号通过微分器(线性系统)
5、后输出的双边功率谱密度为2-15 设的傅式变换为,则有2-16由题意知,其均值为0,方差为。给定时的功率为的平均功率为故在(1)的条件下(为常数)则在(2)的条件下(是与独立的均值为0的高斯随机变量),的功率仍然是,但此时的平均功率是所以 第3章 模拟调制系统3-1 的波形如图3-14(a)所示。因为,且,对其进行傅里叶变换可得 频谱图如图题3-14(b)所示。图3-14(a)图3-14(b)3-2 上式中为带限信号,由希尔伯特变换的性质,得 故 3-3 因为输出信噪比功率为20dB,则在SSB/SC方式中,调制制度增益 G=1接收机输入端的噪声功率 W因此接收机输入端的信号功率 W因为发射机
6、输出端到接收机输入端之间的总损耗为 可得发射机输出功率为 3-4 (1)此信号无法用包络检波器解调,因为能包络检波的条件是,而这里的A=15使得这个条件不能成立,用包络检波将造成波形失真。(2)只能用相干解调,解调框图如图3-15所示。图3-153-5 (1)AM解调器输出信噪比为由题意知,B=4Khz,则 (2)因为 而抑制载波双边带系统的调制制度增益 则 (约为7.8dB)所以抑制载波双边带系统的性能优于常规调幅7.8分贝3-6 设单边噪声功率谱密度为,则相干解调后的输出信噪比3-7 对于DSB:接收信号功率设信道加性白噪声单边功率谱密度为,信号带宽为,则输入噪声功率 输出噪声功率 所以,
7、接收到的信噪比 对于SSB:设发射功率为则接收信号功率 输入噪声功率 (1)接收信号强度相同,即 故单边带平均发射功率 (2)接收到的信噪比相同,即 3-8 设与相乘后的输出为,则是一个DSB信号,其频谱如图图3-17(a)所示。再经过截止频率为的理想低通滤波器,所得输出信号显然是一个下边带信号,其频谱如图3-17(b)所示,时域表达式则为同理,与相乘后的输出再经过理想低通滤波器之后,得到的输出信号也是一个下边带信号,其时域表达式为 因此,调制器最终的输出信号 显然,是一个载波角频率为的上边带信号。图 3-173-9 (1)因为,则,所以, (2)DSB:信道衰减为30dB,则,则所以, SS
8、B:(3)均相同, DSB:,由于信道衰减30dB,则,所以3-10 (1)由题意,得, 所以,(2),调频器的调频灵敏度不变,调制信号的幅度不变,但频率加倍时,。此时,3-11 消息信号 则 对应的单边带信号为 其包络为 3-12 ,所以,则3-13 对于AM波的带宽:对于SSB波的带宽:调频指数 对于FM信号带宽 3-14 由已知 (1)调相时 所以 又因为 , 所以 (2)调频时 两边同时求导得 求得 (3)由 ,即最大频偏为3-15 已调波信号功率。,第4章 模拟信号的数字传输4-1 (1)因为信号通过传输函数为的滤波器后进入理想抽样器的最高频率为,所以抽样频率(2)因为抽样信号频谱可
9、得抽样信号的频谱如图4-11所示。图4-11 抽样信号频谱图(3)由图4-11所示的抽样信号频谱可知:将抽样信号通过截止频率为的理想低通滤波器,然后再通过一个传输特性为的网络,就能在接收端恢复出信号。如图4-12所示。图4-12 抽样信号的恢复可见,如果接收端通过一个传输特性为的低通滤波器,就能在接收端恢复出信号。4-2 (1)由式(4-2)可知:在=时,抽样信号频谱如图4-14所示,频谱无混叠现象。因此经过截止角频率为的理想低通滤波器后,就可以无失真地恢复原始信号。图4-14 抽样信号的频谱(2)如果,不满足抽样定理,频谱会出现混叠现象,如图4-15所示,此时通过理想低通滤波器后不可能无失真
10、地重建原始信号。图4-15 抽样信号的频谱出现混叠现象4-3 因为所以最低频和最高频分别为,(1)将当作低通信号处理,则抽样频率(2)将当作带通信号处理,则抽样频率因为n=9,所以4-4 以抽样时刻为例,此时抽样值为0.9510565,设量化单位,所以归一化值0.9510565=1948。编码过程如下:(1)确定极性码:由于输入信号抽样值为正,故极性码=1。(2)确定段落码:因为19481024,所以位于第8段落,段落码为111。(3)确定段内码:因为,所以段内码=1110。所以,的抽样值经过律折线编码后,得到的PCM码字为 1 111 1110。同理得到在一个正弦信号周期内所有样值的PCM码字,如表4-5所示。表4-5 PCM编码的输出码字样值归一化值输出码字100000000.95105651948111111100.58778525120411110010-0.58778525-120401110010-0.9510565-1948011111104-5 因为采用均匀量化,所以量化间隔则量化区间有,和,对应的量化值分别为-0.75,-0.25,0.25,0.75。所以量化噪声功率为因为输入量化器的信号功率为所以量化信噪比4-6 因为二进制码元速率所以对应的信息速率=,即信息速率与成正比,所以若量化级数由128增加到256,传输该信号的信息
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