高频高压变压器分布电容的分析与处理解析文档格式.docx

1、 Xian Telecom, Xian 710003,China） Abstract: On the base of analyzing of mechanism of distributed parameters in high frequency transformer, and with a instance of LCC resonant converter , the disadvantage of distributed capacitance in high-frequency and high-voltage transformer is described .A compen

2、sation method ,waveforms of both simulation and experiment, and a method of measuring distributed capacitance are given .Formula for calculation compensation inductance is derived .Two methods are used in solving the trouble . Experimental results are presented to verify the theory. Key words: Distr

3、ibuted Capacitance High Frequency Transformer LCC Resonant 1 前 言 随着 （a） （b）图1 （a）变压器磁路中的绕组 （b）图1a的等效电路 对待该电容的处理主要有两种方法，一是利用，二是补偿。如果系统需要在变压器端口并联一个电容，正好可以利用分布电容作为该并联电容，不仅解决了分布电容带来的危害，还减少了元器件的数量。这是最为积极有效的办法。反之，若在变压器端口并联电容会给系统带来危害，则必须减弱其影响。主要是通过工艺上的改进和在变压器外部对其进行补偿。下面通过工程中实例高压直流LCC谐振变换器，详细阐述两种方法的应用。3 LCC

4、主电路原理介绍 该电源输入工频220V电源，输出直流电压010000V,输出最大功率500W。主电路（图2）由两级变换电路组成，前级为Buck降压电路，用来实现稳压目的。后级为LCC谐振电路，为开关器件提供零电压开通条件，变压器副边采用高压硅堆整流，输出为10kV。?通过对LCC谐振电路的详细分析，由电路工作于主模式的状态轨迹图，推导出其稳态时的解析表达式，根据此解析表达式画出LCC谐振电路的负载曲线。最后，根据此曲线设计了实验参数：， 。设计电路稳态时，工作于如下状态：开关频率为20KHz，T=50s，输出功率500W，输出电压10kV。高压变压器变比为1：100，则变压器原边的电压为100

5、V，Io为5A。4 实验波形及结果分析 实验中，负载为200k电阻，输出负载电压为10kV。图3（a）中，通道1为开关管上的电压波形VCE=2VS，大约160V，通道2为谐振电感电流波形，峰值大约20A。图3（b）为谐振电容C2上的电压波形。图3（c）为输出负载部分电压，等于总电压的二十分之一。实测效率约为90%，这主要由于BUCK调压电路开关损耗较大。（c）输出负载部分电压 图3 实验波形 从实验波形上看，基本与理论分析一致，输出电压也能够达到10000V，系统能够按设定工作。但是，在持续工作一段时间后发现谐振电感L发热严重，主谐振电流开始不稳定，噪声加大，系统不能正常工作。由于在一段时间内

6、系统能够正常工作，说明电路原理没有问题。又鉴于故障发生总是在半小时左右，初步断定故障是由L发热引起。由图3a可见流过L的主谐振电流峰值为20A，这比设计值10A大了一倍。输出一万伏直流电压加在200K电阻负载上消耗500W功率没有问题，变压器副边高压滤波整流模块亦没有发热现象。测量变压器原边输入电流峰值为19A左右，远超过设计值。说明问题出在变压器上。对该1：100变压器进行空载试验，输入20KHz交流，发现空载电流非常大，且电流超前电压90度，似乎该变压器带了一个电容负载。5 分布电容的测量及仿真验证 考虑到前述的高频变压器绕组分布参数模型，建立图4所示的高频变压器模型。 （a）高频变压器模

7、型（b）高频变压器简化模型图4 高频变压器分布参数模型及简化 其中L1，L2分别为原边和副边的漏电感；C1为原边绕组等效分布电容，C2为副边绕组等效分布电容；R1，R2分别为原边和副边绕组的电阻；Tx为没有分布参数的理想铁氧体铁心变压器。考虑到副边电流很小，R2，L2可忽略不计。而原边只有几匝，R1亦忽略不计。再将C2折算到原边后得到图4a的简化模型（图4b）。考虑到副边匝数是原边匝数的100倍，且绕制工艺一样，可以得到 将C2折算至原边后,有：将图4b虚线框内的 型双端口网络等值为T型双端口网络（图5a）。又由于Tx励磁电抗很大，励磁电流忽略不计，空载时图5a可等效为图5b。（a） T型双端口网络（b） 空载等效电路图5 分布参数模型的等效简化 图5b中串联阻抗 ，因为 3 蔡宣三等，高频功率电子学，北京：科学出版社，1993