高频高压变压器分布电容的分析与处理解析文档格式.docx
《高频高压变压器分布电容的分析与处理解析文档格式.docx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《高频高压变压器分布电容的分析与处理解析文档格式.docx（9页珍藏版）》请在冰豆网上搜索。
Xi’anTelecom,Xi’an710003,China）
Abstract:
Onthebaseofanalyzingofmechanismofdistributedparametersinhighfrequencytransformer,andwithainstanceofLCCresonantconverter,thedisadvantageofdistributedcapacitanceinhigh-frequencyandhigh-voltagetransformerisdescribed.Acompensationmethod,waveformsofbothsimulationandexperiment,andamethodofmeasuringdistributedcapacitancearegiven.Formulaforcalculationcompensationinductanceisderived.Twomethodsareusedinsolvingthetrouble.Experimentalresultsarepresentedtoverifythetheory.
Keywords:
DistributedCapacitance
HighFrequency
Transformer
LCCResonant
1
前
言
随着
（a）
（b）
图1
（a）变压器磁路中的绕组
（b）图1a的等效电路
对待该电容的处理主要有两种方法，一是利用，二是补偿。
如果系统需要在变压器端口并联一个电容，正好可以利用分布电容作为该并联电容，不仅解决了分布电容带来的危害，还减少了元器件的数量。
这是最为积极有效的办法。
反之，若在变压器端口并联电容会给系统带来危害，则必须减弱其影响。
主要是通过工艺上的改进和在变压器外部对其进行补偿。
下面通过工程中实例——高压直流LCC谐振变换器，详细阐述两种方法的应用。
3
LCC主电路原理介绍
该电源输入工频220V电源，输出直流电压0~10000V,输出最大功率500W。
主电路（图2）由两级变换电路组成，前级为Buck降压电路，用来实现稳压目的。
后级为LCC谐振电路，为开关器件提供零电压开通条件，变压器副边采用高压硅堆整流，输出为10kV。
?
通过对LCC谐振电路的详细分析，由电路工作于主模式的状态轨迹图，推导出其稳态时的解析表达式，根据此解析表达式画出LCC谐振电路的负载曲线。
最后，根据此曲线设计了实验参数：
，
。
设计电路稳态时，工作于如下状态：
开关频率为20KHz，T=50μs，输出功率500W，输出电压10kV。
高压变压器变比为1：
100，则变压器原边的电压为100V，Io为5A。
4
实验波形及结果分析
实验中，负载为200k电阻，输出负载电压为10kV。
图3（a）中，通道1为开关管上的电压波形VCE=2VS，大约160V，通道2为谐振电感电流波形，峰值大约20A。
图3（b）为谐振电容C2上的电压波形。
图3（c）为输出负载部分电压，等于总电压的二十分之一。
实测效率约为90%，这主要由于BUCK调压电路开关损耗较大。
（c）输出负载部分电压
图3
实验波形
从实验波形上看，基本与理论分析一致，输出电压也能够达到10000V，系统能够按设定工作。
但是，在持续工作一段时间后发现谐振电感L发热严重，主谐振电流开始不稳定，噪声加大，系统不能正常工作。
由于在一段时间内系统能够正常工作，说明电路原理没有问题。
又鉴于故障发生总是在半小时左右，初步断定故障是由L发热引起。
由图3a可见流过L的主谐振电流峰值为20A，这比设计值10A大了一倍。
输出一万伏直流电压加在200K电阻负载上消耗500W功率没有问题，变压器副边高压滤波整流模块亦没有发热现象。
测量变压器原边输入电流峰值为19A左右，远超过设计值。
说明问题出在变压器上。
对该1：
100变压器进行空载试验，输入20KHz交流，发现空载电流非常大，且电流超前电压90度，似乎该变压器带了一个电容负载。
5
分布电容的测量及仿真验证
考虑到前述的高频变压器绕组分布参数模型，建立图4所示的高频变压器模型。
（a）高频变压器模型
（b）高频变压器简化模型
图4
高频变压器分布参数模型及简化
其中L1，L2分别为原边和副边的漏电感；
C1为原边绕组等效分布电容，C2为副边绕组等效分布电容；
R1，R2分别为原边和副边绕组的电阻；
Tx为没有分布参数的理想铁氧体铁心变压器。
考虑到副边电流很小，R2，L2可忽略不计。
而原边只有几匝，R1亦忽略不计。
再将C2折算到原边后得到图4a的简化模型（图4b）。
考虑到副边匝数是原边匝数的100倍，且绕制工艺一样，可以得到
将C2折算至原边后,有：
将图4b虚线框内的
型双端口网络等值为T型双端口网络（图5a）。
又由于Tx励磁电抗很大，励磁电流忽略不计，空载时图5a可等效为图5b。
（a）
T型双端口网络
（b）空载等效电路
图5
分布参数模型的等效简化
图5b中串联阻抗
，因为
<
1，所以
给图5b端口加上20KHz正弦激励，测量输入电压和电流，可算出：
把此分布电容并联到变压器副边端口，用Pspice仿真软件进行仿真。
其结果（图6a）与不考虑分布电容的仿真结果（图6b）进行比较可以看出：
主谐振电流分别为峰值20A和10A左右，分别与实验和理论值相符合。
说明上述分布模型以及分布电容的计算是比较准确的。
（a）考虑分布电容的仿真波形
（b）未考虑分布电容的仿真波形
图6
仿真波形（依次为：
输出电压，
开关管压降，主谐振电流）
6
分布电容解决方案
解决该分布电容对系统的不利影响，可从两方面着手：
1.利用2.补偿。
考虑到主电路正好需要与该主变压器原边端口并联一个0.2uF的电容，而由以上分析可知分布电容折合到原边相当于在原边并联了一个1uF左右的电容，因此可去掉原电路中0.2uF的电容，利用1uF的分布电容代替。
然而1uF电容比期望的0.2uF大得多，因此需要进一步采取措施减小分布电容。
这可以从两个途径来着手。
一是改进变压器的绕制工艺，一是用外部并联电感进行补偿。
在多次改进工艺效果不明显的情况下，采用第二种方法。
下面就补偿法详细介绍。
在图5a虚线框左端口并联电感L*，得到电路图7a。
（a）加电感补偿后的电路
（b）a图虚框内的T型等值电路
（c）b图虚框内的等效简化电路
图7
电感补偿电路的分析简化
图7a虚线框内的
型双端口网络可以等效为图7b虚线框内的T型双端口网络。
其中：
（式1），
现令C*=0.2uF，得L*=0.08mH，再将L*代入式1，并考虑到L1和C2’数量级都是
，Z1相当于是一个相当大的电容，对于20KHz来说Z1相当于短路。
因此，可得到图7c的简化等效电路。
从图7c可以明显的看出，经过L*补偿以后，原来的变压器相当于漏感加大了一倍，并在原边并联了一个0.2uF的电容，正好符合主谐振电路的参数要求。
当然也可以在变压器副边并联补偿电感，但考虑到副边电压非常高，电感体积很大以及制作调试困难而不予采用。
7
实验验证
开关管电压与谐振电感电流波形
（b）
谐振电容C2电压
（c）
输出负载部分电压
图8
用电感补偿分布电容后的实验波形
实验中实际并联电感0.06mH,与分析值差0.02mH，这主要是由测量和对模型的简化造成的误差，但数据基本正确，仍有很好的指导意义。
从以上波形可以看出主谐振电流减小到10A左右。
主谐振电感几乎不再发热，电路能够持续稳定工作。
8
结
论
高频高压变压器分布电容不容忽视。
通过利用和补偿两种方法的综合运用能够较好地解决这个问题。
利用及解决好分布参数问题对设计及制作高频高压变压器有重要的理论及实用价值。
参考文献：
[1]邵学飞，李威强，浅析高频变压器分布参数的变化趋势，电力电子技术，1995
（1）：
44~46
[2]张占松，蔡宣三，>
[3]蔡宣三等，高频功率电子学，北京：
科学出版社，1993
升级会员 