第六章电磁感应耦合效应的消除和提取.docx

1、第六章电磁感应耦合效应的消除和提取第六章 电磁感应耦合效应的消除和提取 在第五章中，我们讨论了 EM 效应和 IP 效应在不同测量波形上的表现形态。本章 则以双频波测量波形为例，讨论直接消除电磁感应耦合效应的斩波去耦方法。然后，将 详细论述双频激电中独特的直接、同时、分别提取和利用 EM 效应和 IP 效应的方波相 干技术。第一节 双频波形的斩波去耦对于图5.2(b)所示的双频波形，将其减去一次场后作傅氏分析，可得到图 6.1所示的双频波供电时纯 EM 效应的频谱。对于双频波，由第三章知，在我们关注的频点上， 若设基波振幅为 1，则三次谐波振幅为 1/3；13 次谐波振幅由为 12/13， 3

2、9 次谐波的为 12/39。然而从图 6.1 上，其纯 EM 效应振幅相应的为 1、1/3、2.5、2.5，因此，尽管高 频一次场振幅仅为低频振幅的 12/13，但由于 EM 效应作用，其纯感应耦合效应明显增 强，约为基频感应耦合效应的 2.5倍。39次谐波的 EM 效应强度与 13次谐波 EM 效应 强度相当，因此说在 13次谐波和 39次谐波的频率上， EM 效应明显强于其它频率。另 外，三次谐波和其它各次谐波的 EM 效应强度大致相当，约为基波 EM 效应强度的 1/3。 由此可见，纯 EM 效应随频率的增大而强，而且与其激发场强弱有关。图 6.2 斩波去耦方法示意图图6.1双频波形纯E

3、M效应的频谱曲线图 (a)斩波前测量波形；(b)斩波后测量波形如前图 5.2所反映的， EM 效应主要表现在波形的上升沿和下降沿的尖脉冲中，且 其 1/2 频成分的 EM 效应明显大于低频 EM 效应。因此在测量波形中，可以将受电磁感 应耦合效应影响严重的部分(尖脉冲部分)及其一次场从波形上去掉，从而获得无 EM 效应的场。如图 6.2所示。这种方法即称为“斩波去耦”。显然，这种去耦方法是直接的， 既不需增加野外测量工作，也不需进行室内数据处理，因此是一种简便、快速、可行的 直接去耦方法。这种去耦方法的应用效果取决于斩波的宽度，如图 6.3 所示，它在消除 EM 效应的同时也部分地损失了 IP

4、 效应，其压抑程度也同样受斩波宽度影响。 因此，若 要干净地消除 EM 效应，就要求斩波宽度大，但斩波宽度越大， IP 效应损失也越多。故 此，斩波宽度的选择是折衷的。下面通过数值计算来讨论斩波去耦方法对 EM 效应的消 除效果以及对激电效应的影响程度，斩波去耦方法的应用条件及斩波宽度的选择原则。 一 数值模拟方法对于 EM 效应和 IP 效应同时存在时的情况，采用波形恢复方法得到双频电流波时 的测量波形。然后，对于高频半周期离散时间点为 20 点的情况，在高频半周期的上升 和下降沿分别去掉 1、2、3、4、5 个时刻点（即斩波），再作傅氏分析，即可得到总场 的振幅谐，如图 6.4图 6.6

5、所示。图 6.3 斩波去耦方法对 EM 效应的抑制与 IP 效应的影响程度示意图（a）斩波前测量波形；（b）斩波后测量波形图 6.4 EM 效应存在时，对双频波斩波后频谱斩去 0 点；斩去 1 点；斩去 2 点；斩去 3 点；斩去 4 点；斩去 5 点图 6.5 EM 效应和 IP 效应存在时，对双频波斩波后频谱图例同图 6.4为讨论斩波去耦方案的去耦效果以及对 IP 效应的影响，用高、低频振幅计算视频散度Fs,相应各项分别列于表十八表二十，由于斩波作用，使一次场振幅相应地减小,因而必须利用供电波形斩去相应宽度后进行付氏分析得到的相应频率的振幅进行补偿13Nd Vg归一，再利用公式Fs 12

6、100%计算视频散率。AVd图6.6 IP效应存在时，对双频波斩波后频谱图例同图 6.4表十八EM效应存在时的斩波去耦效果斩波点数斩波后振幅归一后振幅Fs (%)-3fD( X 10 )-3fG( X 10 )-3fD( X 10 )-3fG( X 10 )01.6331.6461.6311.646-9.2511.5511.5291.6321.534-1.8021.4701.4861.6321.523-1.1331.3881.4761.6321.518-0.7841.3071.4391.6321.514-0.5051.2251.3951.6321.509-.019表十九 EM效应和IP效应同时

7、存在时斩波去耦结果斩波点数斩波后振幅归一后振幅Fs (%)3fD( X 10-)3fG( X 10-)3fD( X 10-)3fG( X 10-)01.2291.0721.2291.0725.4711.1691.0141.2311.01710.4921.1090.9911.2321.00311.7631.0480.9731.2320.99612.2440.9860.9441.2320.99612.4050.9250.9201.2320.99312.70表二十 斩波去耦方案对IP效应的影响斩波点数斩波后振幅归一后振幅Fs (%)3fD(X 10-)3fG(X 10-)3fD(X 10-)3fG(

8、X 10-)01.2310.96651.2310.966514.9411.1700.96381.2310.966814.7321.1090.96151.2320.973514.3831.0480.95251.2320.979813.8440.98670.93751.2320.985813.3350.92550.91581.2330.991112.91表中视频散率在频率域中计算结果为：EM效应存在时Fs为-8.81%;当EM效应和 IP效应同时存在时Fs为498%;当只有IP效应时Fs为14.91%。二 结果分析讨论根据图 6.4图 6.6可得出：1.从宏观上，随斩波点增加，其主要频率成份的 E

9、M 效应振幅有明显下降，这主 要相对基波， 3、5、7、9、11、13和 39次谐波而言。另外，由于斩波作用，傅氏分析 离散化以及截断误差的影响，使得 25、27、51、53次谐波的 EM 效应幅度反而增加， 产生了附加频率效应。2.对于高频（ 1 3次谐波）和低频（基波），随着斩波点增加，基波振幅基本上呈线 性下降，而高频振幅则不然，除了有 EM 效应存在时（图 6.5和图 6.6），斩去 12个时 刻点时，其振幅下降幅度明显外，其它下降幅度很小。但随斩波点数的继续增加，其下 降幅度有所加快。也就是说，随斩波宽度的加大，对基频和高频的总场幅度有不同比例 的衰减。这是因为，如图 6.7 所示，

10、对于低频与高频实分量的测量， 实质上是用图 6.7（b）（c） 中之正弦波去乘以图6.7中双频波再作积分。从图中可知，斩波去掉的部分为阴影响 部分。很显然，斩波对低频一次场的衰减比对高频要强很多。因为对于高频成分，所斩 去的宽度实际上为一次场的过零部分，而对低频则不然。图 6.7 高、低频实分量测量示意图3.从图 6.4中可知，由于 EM 效应的存在，尽管高频一次场只有低频的 12/13，但 总场振幅（包含 EM 效应）却比低频的大。随着斩波点的增加，基波幅度明显下降且呈 线性，说明此时 EM 效应对基波影响小， 斩去的主要是一次场。 而对于高频， 当斩去 12 点时，其幅度明显下降，再增加斩

11、波点数，其影响已不怎么明显，这说明 EM 效应的明 显存在且主要表现在高频周期的上升与下降沿，同时也说明了去耦效果的明显。4.对于两种效应同时存在时的图 6.5，其规律大致和图 6.4相似。但由于 IP 效应的 存在。使得低频振幅相对高频振幅有所增加，这表明 IP 效应主要表现在低频成分中。5.从仅有IP效应存在时的图6.中知，由于IP效应，使得不斩波时，低频振幅明显 大于高频振幅。同时由于 IP 效应在高频中较弱，所以斩波对高频振幅影响小，而使低频振幅（包括一次场和 IP 效应）明显下降6.在三种情况下，随斩波点数的增加， 39 次谐波振幅衰减非常明显，并且当只有 EM 效应时衰减非常明显，

12、两种效应同时存在时次之，而只有 IP 效应时最弱，这表明 EM 效应对 39 次谐波贡献较大，且斩波去耦有明显效果。从表中所计算的 Fs 值可得出：1.和 Fs 理论值相比，说明数值计算是正确的，且有一定的精度。但当 EM 效应存在时（表十八和表十九） ，由于它对高频贡献大，数值计算中有限的高频截止频率产生 的截断误差等因素，使 Fs 值和理论值的绝对误差达 .045%。2.当只有 IP 效应时，数值计算结果和理论值吻合很好。3.从表十八和表十九中可知，当斩波点为 34 点时，可以较好地消除 EM 效应， 此时剩余EM效应的影响小于-1%,且得到的Fs值与只有IP效应存在时斩波34点后的 Fs

13、值（表二十）较接近。这说明去耦效果是明显的。4.随斩波点数增加，IP效应有所衰减。当斩波点为5点时，Fs值仅为未斩波时的 86.34%。通过以上分析， 可以知道， 在一般情况下， 在高频半周期的上升沿和下降沿斩去高 频半周期的 1/101/5 时，能达到比较满意的去耦效果，而又不太多地损失 IP 效应。另 外，斩波对高频的去耦作用更加明显而又不太多地衰减一次场和 IP 效应。相反，虽对 低频也有同样的去耦效果，却也同时使一次场和 IP 效应都有较大的衰减。斩波去耦方法在一般情况下都可获得较好的去耦效果，又不损失太多的 IP 效应。 但当激电效应和 EM 效应的时间常数相差不很多时，此时若消除

14、EM 效应，必然会较多 地损失IP信息，这是斩波去耦方法的局限性。可以肯定地说， 在电阻率测量中， 斩波去耦方法是一种很好的去耦方法， 我们研制 的微测深仪就采用了此种方法消除 EM 效应，得到了很好的应用效果。在“抗耦双频道 激电仪”中，亦采用斩波去耦方法来消除 EM 效应的影响。该法作为一种目前唯一的应 用于实际生产的直接去耦方法，比其它利用数据处理方法消除 EM 效应要简单、快速、 直接，且取得了很好的应用效果。但应用中亦要注意其局限性。三 模拟实验结果和实际应用 应用斩波去耦方案的抗耦双频道数字激电仪已在很多地区取得了很好的去耦效果。下面我们用阻容电路模拟野外电磁感应耦合效应，其模拟电

15、路如图 6.8 所示。在此模拟电路上，用 DBJ-1 变频仪、 S- 1 双频仪和抗耦双频仪进行测量对比，结果 见表二十一。从表中可见，尽管阻容电路在 DBJ-1 、S-1 双频仪上引起很大的假幅频率，但抗耦双频仪上的假幅频率却不超过-1%，可见去耦效果是相当明显的图6.8电磁辜合模拟实验线路图表二十一模拟实验结果对比C1 = C2R1=R2DBJ-1S-1抗耦双频仪0.47 卩 F100K-0.9%-0.1%0.10 M f100K-2.4%-0.1%0.22 卩 F100K-10.3%-10.1%-0.2%0.33 卩 F100K-18.7%-22.7%-0.8%图6.9是在距保定市30K

16、m的旧河滩上进行的试验对比剖面结果，河滩平坦，细砂覆盖，视电阻率约10Q m。采用中梯装置，AB=1400m , MN=160m，用青海地质局物探 队生产的J-74B变频仪和抗耦双频仪在同一点作观测对比，试验中缩短 AB距离，逐渐 减小耦合效应作比较。图中可见，J-74B观测到较大的随AB逐渐增加的负异常，这是 由EM效应引起的假异常，而抗耦双频仪观测的异常要小得多，取得明显的去耦效果。图6.9保定旧河滩上去耦实验剖面曲线S-3 抗耦激电仪(0.3/3.9HZ);J-74B 变频仪(0.46/4.6HZ)图6.10是安徽芜湖一条试验剖面曲线。该剖面第四系盖层厚约 40m,电阻率约30100Q

17、m。D660变频仪Fs曲线是由安徽地矿局 322队在19781979年完成的。抗耦 变频仪Fs曲线是1983年作的。两次相隔四年，地电情况有很大变化，如新建了厂房、 地下水管等。但从图中仍可看出抗耦双频仪有明显的去耦效果。图6.10 芜湖某剖面上去耦试验对比曲线( AB=1100m )1. P s 曲线；2抗耦双频仪 Fs 曲线(0.3/3.9HZ ); 3. P660 变频仪 Fs 曲线(5.0/0.3125HZ)第二节 EM 效应和 IP 效应的直接、同时提取由于双频电流波独有的特点，可以在仪器中实现直接、同时、分别提取和利用 IP 效应和 EM 效应的目的，本节对此作详细讨论。一 方法的

18、提出根据第五章的讨论， IP 效应和 EM 效应在双频测量波形上的表现形式如图 6.11(a)， 如果用与低频频率和相位都相同的方波与测量波形相干(简称方波相干)或说对测量波 形进行检波，就可得到图 6.11(b)波形。同时，若用与低频频率相同而相位相差 90的正反向方波与测量波形相干，则可得图 6.11(c)的波形。同样，用与高频频率相同，相位相同与相差90的方波对测量波形作方波相干，可得到图 6.11(d)和6.11(e)的波形。如果取方波幅度为1,那么从图6.11中(b)(e)的图形的积分结果即可得到测量波形的低频和高频成份的实、虚分量，即记为 Re(D)、lm(D)、Re(G)和lm(

19、G)。图 6.11 方波相干后测量波形各分量示意图分析图6.11可看出，对低频实分量Re(D)波形积分时，IP效应几乎全部保留下来， 而EM效应则由于正、负相消的结果，积分后 EM效应为零。所以Re(D)中仅包括一次 场和IP效应。同样，在积分后低频虚分量lm(D)中，也将不包含EM效应，并且IP效 应也将很弱。对于高频实分量和虚分量波形积分后，由于方波相干作用，使得其波形上升、下 降沿处产生的EM效应符号相同，这样积分后使得EM效应完整地保留在Re(G)和Im(G) 中，此时 IP 效应则大部分互相抵消，仅保留了很少的 IP 效应。而且，当频率相对较高 时，此部分IP效应可以忽略。因此可以将

20、 R&G)和lm(G)看作是EM效应的异常。根据上面讨论，对于一次双频供电，可以得到不包含EM效应的低频实分量Re(D) 和虚分量和Im(D),在振幅相位测量中，便可求出振幅 A(D)和相位 (D)，它表征了 IP 效应。同样，也可用高频实分量 Re(G)虚分量Im(G)求取振幅A(G)和相位 (G)，它们 表征了 EM效应，且几乎不包含有IP效应.特别在频率较高时，由于IP效应随频率增加 减小，EM效应则增强，此时R&G)和Im(G)中IP效应可忽略。二. 方法的可行性论证通过对一些简单模型的理论计算和数值模拟，试图了解：当 IP效应和EM效应 同时存在时，方波相干的直接去耦效果如何？用方波

21、相干法求得的 Re(D)和 Im(D)与用付氏相干法结果有何差别？各种变频方案在采用方波相干测量后是否也可消除 EM效应？图6.12 RLC网络首先，理论上论证是基于下述两个模型，如图 6.12,用RC网络作为Cole-Cole模 型的最简化模型模拟IP效应，同时用RL回路模拟EM效应。模型参数为：Ri=2000Q, R2=200Q, C=200f，L=1H。所以最大的视幅频率 Fs 200 100%=9.1% (IP 效200 +2000应)。MN两端复阻抗为：L R2RR2 - iR Im(D)，故近似地有A(D)Re(D).对表二十二，以0.001Hz为低频，而高频分别取fG=0.01,

22、 0.1，100Hz，计算 视幅频率Fs,列于表二十三从表中可见：1.在IP效应的频率范围内(0.110Hz), EM效应相对较弱，此时无论是采用傅氏相干，还是方波相干法(L=1时)，都可以测量到与无EM效应(L=0)时非常接近的Fs值,其最大绝对误差仅为 0.3%，在这一误差中还包括了数值计算误差与用实分量近似等于振幅值所带来的误差。由此可见，误差是很小的。在方波相干法中，当 fG=0.01Hz时，Fs有很小的负值，可认为是数值计算误差，忽略不计.对比表二十二中各栏结果，同样也 可认为，当EM效应较弱时，方波相干法所得IP异常与傅氏相干法之IP异常与其它方 案结果是一致的。表二十二模型计算结

23、果f(fD)振幅（付里哀相干）检波一积分后Re（D）L=1L=0L=10.001200.00200200.000.01199.99199.99200.000.1198.76198.78199.341184.01184.27184.6310181.84190.71182.20100181.82576.90182.70表二十三模型计算结果fD=0.001 fGFs检波一积分后FsL=1L=0L=10.010.0050.005-0.00360.10.620.610.3418.007.867.7109.084.658.91009.1-188.58.652.当有强的EM效应时，即L=1，fG 10Hz时

24、，EM效应引起的假幅频率Fs可达 -200%，因此，傅里叶相干法结果明显受 EM效应影响，但方波相干法结果的视幅频率 为8.65%，与理论值9.1%相差不大，可以表征IP效应。因此，方波相干法可得到几乎 不包括EM效应的IP效应异常。现在，利用波形恢复技术，可得到单频方波和双频方波的测量波形，并作方波相 干后，其波形分别见图6.14，对其作积分，即可得到单频方波实分量和双频波的低频实 分量，列于表二十四表二十四单频方波和双频波方波相干后结果单频方波Re归一化后，x 10-3双频波Re（D）归一化后，x 10-3IP效应4.5564.414EM效应4.66764.134EM+IP效应4.8564

25、.426当EM效应和IP效应同时存在时，利用方波相干法若能消除 EM效应时，此时积分结果应该和只有 IP效应积分结果相同。以表中看出，对于双频波，两者误差为4.426 一4.414 100% =0.27% .而对单频波，两者误差为 4.856 一 4.556 100% =6.5%。这说明, 4.414 4.556对双频波，方波相干法可得到很好的去耦效果。而对变频观测的单频波，方波相干法则达不到去耦目的。因此，方波相干法是双频激电中独特的直接去耦方法。图6.13双频波方波相干后测量波形只有EM效应；(b)只有IP效应；(c)IP效应和EM效应同时存在图6.14单频方波相干后波形(a)只有EM效应

26、；(b)只有IP效应；(c)IP效应和EM效应同时存在提取IP效应和EM效应的方案1 双频剖面测量首先发送机向地下供频差为13倍(或9倍)的双频电流波(fD、fG1)与相应的同 步控制信号，接收机在同步信号控制下，对双频测量波形进行方波相干测量，从而得到 Re(D1)、Im(D1)、Re(G1)和 lm(G1)，进而求得振幅值 A(D1)和 A(G1)，以及相位值 (D1) 和 (G1)。考虑到虚分量一般很小，所以取 A(D1)=Re(D1)，A(G1)=R&G1)。然后，改变双频供电波形之频率，使 fD=fD/N，相应地fD2=fG2/N, N由异常幅度和 观测速度等因素选取。重复上述测量，

27、即可得到 Re(D2)、Im(D2)、Re(G2)和lm(G2)，进 而得 A(D2)，A(G2)， (D2)和 (G2)o计算整理如下参数：(1)用二次双频供电的低频实分量表征IP效应：ip =Re(D2)-Reg )心00%Re D2(2)用二次双频供电的高频实分量表征 EM效应：F EReG2 -ReG1 100%s Re(G2 ) 用 (D1)和 (D2)表征频率为fD1和fD2时IP相位值。同理 (G1)和 (G2)表示频率为fG1和fG2时EM效应相位值。2. 双频频谱测量 与双频剖面测量类似，每次向地下供双频电流，依次降低双频电流波频率，如按二进制递减，这样可依次得至U Re(D

28、n)、Im(Dn)、Re(Gn)、A(Dn)、 (Dn)和 (Gn), n =1, 2, , N,通常设计N=8。这样可整理如下参数:(1) 用低频振幅值A(Dn)和低频相位值 (Dn)分别表征IP效应振幅谱和相位谱。 用高频振幅值A(Gn)和高频相位值 (Gn)表征EM效应的振幅谱和相位谱。(3)利用二个相邻低频或高频频率之振幅差 DELT表征振幅曲线的变化率。效应的存在。而DELT(Dn)=A(Dn)-A(Dn-i)，n=2，3，, , 8，此参数 反映了 IPDELT(Gn)=A(Gn)-A(Gn-i)则反映了 EM 效应的存在(4)视幅频率按下述公式计算:而FsT则近似表征Fs：反映了

29、几乎不受EM效应影响的纯IP效应的视幅频率谱, 了纯EM效应的视幅频率谱。四. 模型试验结果根据方波相干测量方案，在原有的 F-1型双频道频谱激电仪基础上，研制成了双 频道去耦频谱激电仪，暂定名为 F-2型频谱激电仪。利用该仪器，我们进行了网络实验 和水槽模型试验，目的有两个，一是检验仪器的性能，包括仪器的稳定性、精确性等 ;二是试验方法的有效性和可行性。1.模型网络电路我们选择了三个RLC网络来分别模拟IP效应、EM效应和IP效应与EM效应同 时存在时情形，如图6.15所示。图中，R限为限流电阻，R校=320Q为校验电阻。由于 F-2发送机是采用可控硅作为逆变元件， 需要一定的维持电流才能使其导通， 所以在供 电A、B端并联R导电阻，使F-2有一定的维持电流，使其正常工作。模型I: R1=3K, R2=10K, C=20卩F, L=820mH，用此来模拟IP效应和EM效应 同时存在的情况。模型U: R1=3K, R2=10K, C=20卩F, L短路，用此来模拟只有IP效应存在情况模型川：Ri=3K, R2=10K, L=820mH , C短路，用来模型只有EM效应存在情况图6.15模拟实验的RLC网络另外，还用大水槽作了试验研究，如图 6.6,当Ki、K2断开时，由