第六章电磁感应耦合效应的消除和提取.docx
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第六章电磁感应耦合效应的消除和提取
第六章电磁感应耦合效应的消除和提取在第五章中，我们讨论了EM效应和IP效应在不同测量波形上的表现形态。
本章则以双频波测量波形为例，讨论直接消除电磁感应耦合效应的斩波去耦方法。
然后，将详细论述双频激电中独特的直接、同时、分别提取和利用EM效应和IP效应的方波相干技术。
第一节双频波形的斩波去耦
对于图5.2（b）所示的双频波形，将其减去一次场后作傅氏分析，可得到图6.1所示
的双频波供电时纯EM效应的频谱。
对于双频波，由第三章知，在我们关注的频点上，若设基波振幅为1，则三次谐波振幅为1/3；13次谐波振幅由为12/13，39次谐波的为12/39。
然而从图6.1上，其纯EM效应振幅相应的为1、1/3、2.5、2.5，因此，尽管高频一次场振幅仅为低频振幅的12/13，但由于EM效应作用，其纯感应耦合效应明显增强，约为基频感应耦合效应的2.5倍。
39次谐波的EM效应强度与13次谐波EM效应强度相当，因此说在13次谐波和39次谐波的频率上，EM效应明显强于其它频率。
另外，三次谐波和其它各次谐波的EM效应强度大致相当，约为基波EM效应强度的1/3。
由此可见，纯EM效应随频率的增大而强，而且与其激发场强弱有关。
图6.2斩波去耦方法示意图
图6.1双频波形纯EM效应的频谱曲线图（a）斩波前测量波形；（b）斩波后测量波形
如前图5.2所反映的，EM效应主要表现在波形的上升沿和下降沿的尖脉冲中，且其1/2频成分的EM效应明显大于低频EM效应。
因此在测量波形中，可以将受电磁感应耦合效应影响严重的部分（尖脉冲部分）及其一次场从波形上去掉，从而获得无EM效应的场。
如图6.2所示。
这种方法即称为“斩波去耦”。
显然，这种去耦方法是直接的，既不需增加野外测量工作，也不需进行室内数据处理，因此是一种简便、快速、可行的直接去耦方法。
这种去耦方法的应用效果取决于斩波的宽度，如图6.3所示，它在消除EM效应的同时也部分地损失了IP效应，其压抑程度也同样受斩波宽度影响。
因此，若要干净地消除EM效应，就要求斩波宽度大，但斩波宽度越大，IP效应损失也越多。
故此，斩波宽度的选择是折衷的。
下面通过数值计算来讨论斩波去耦方法对EM效应的消除效果以及对激电效应的影响程度，斩波去耦方法的应用条件及斩波宽度的选择原则。
一．数值模拟方法
对于EM效应和IP效应同时存在时的情况，采用波形恢复方法得到双频电流波时的测量波形。
然后，对于高频半周期离散时间点为20点的情况，在高频半周期的上升和下降沿分别去掉1、2、3、4、5个时刻点（即斩波），再作傅氏分析，即可得到总场的振幅谐，如图6.4~图6.6所示。
图6.3斩波去耦方法对EM效应的抑制与IP效应的影响程度示意图
（a）斩波前测量波形；（b）斩波后测量波形
图6.4EM效应存在时，对双频波斩波后频谱
斩去0点；斩去1点；斩去2点；斩去3点；斩去4点；斩去5点
图6.5EM效应和IP效应存在时，对双频波斩波后频谱图例同图6.4
为讨论斩波去耦方案的去耦效果以及对IP效应的影响，用高、低频振幅计算视频
散度Fs,相应各项分别列于表十八~表二十，由于斩波作用，使一次场振幅相应地减小,
因而必须利用供电波形斩去相应宽度后进行付氏分析得到的相应频率的振幅进行补偿
13
NdVg
归一，再利用公式Fs12100%计算视频散率。
AVd
图6.6IP效应存在时，对双频波斩波后频谱图例同图6.4
表十八EM效应存在时的斩波去耦效果
斩波点数
斩波后振幅
归一后振幅
Fs（%）
-3
fD（X10）
-3
fG（X10）
-3
fD（X10）
-3
fG（X10）
0
1.633
1.646
1.631
1.646
-9.25
1
1.551
1.529
1.632
1.534
-1.80
2
1.470
1.486
1.632
1.523
-1.13
3
1.388
1.476
1.632
1.518
-0.78
4
1.307
1.439
1.632
1.514
-0.50
5
1.225
1.395
1.632
1.509
-.019
表十九EM效应和IP效应同时存在时斩波去耦结果
斩波点数
斩波后振幅
归一后振幅
Fs（%）
3
fD（X10-）
3
fG（X10-）
3
fD（X10-）
3
fG（X10-）
0
1.229
1.072
1.229
1.072
5.47
1
1.169
1.014
1.231
1.017
10.49
2
1.109
0.991
1.232
1.003
11.76
3
1.048
0.973
1.232
0.996
12.24
4
0.986
0.944
1.232
0.996
12.40
5
0.925
0.920
1.232
0.993
12.70
表二十斩波去耦方案对IP效应的影响
斩波点数
斩波后振幅
归一后振幅
Fs（%）
3
fD（X10-）
3
fG（X10-）
3
fD（X10-）
3
fG（X10-）
0
1.231
0.9665
1.231
0.9665
14.94
1
1.170
0.9638
1.231
0.9668
14.73
2
1.109
0.9615
1.232
0.9735
14.38
3
1.048
0.9525
1.232
0.9798
13.84
4
0.9867
0.9375
1.232
0.9858
13.33
5
0.9255
0.9158
1.233
0.9911
12.91
表中视频散率在频率域中计算结果为：
EM效应存在时Fs为-8.81%;当EM效应和IP效应同时存在时Fs为498%;当只有IP效应时Fs为14.91%。
二．结果分析讨论
根据图6.4~图6.6可得出：
1.从宏观上，随斩波点增加，其主要频率成份的EM效应振幅有明显下降，这主要相对基波，3、5、7、9、11、13和39次谐波而言。
另外，由于斩波作用，傅氏分析离散化以及截断误差的影响，使得25、27、51、53次谐波的EM效应幅度反而增加，产生了附加频率效应。
2.对于高频（13次谐波）和低频（基波），随着斩波点增加，基波振幅基本上呈线性下降，而高频振幅则不然，除了有EM效应存在时（图6.5和图6.6），斩去1~2个时刻点时，其振幅下降幅度明显外，其它下降幅度很小。
但随斩波点数的继续增加，其下降幅度有所加快。
也就是说，随斩波宽度的加大，对基频和高频的总场幅度有不同比例的衰减。
这是因为，如图6.7所示，对于低频与高频实分量的测量，实质上是用图6.7（b）（c）中之正弦波去乘以图6.7⑻中双频波再作积分。
从图中可知，斩波去掉的部分为阴影响部分。
很显然，斩波对低频一次场的衰减比对高频要强很多。
因为对于高频成分，所斩去的宽度实际上为一次场的过零部分，而对低频则不然。
图6.7高、低频实分量测量示意图
3.从图6.4中可知，由于EM效应的存在，尽管高频一次场只有低频的12/13，但总场振幅（包含EM效应）却比低频的大。
随着斩波点的增加，基波幅度明显下降且呈线性，说明此时EM效应对基波影响小，斩去的主要是一次场。
而对于高频，当斩去1~2点时，其幅度明显下降，再增加斩波点数，其影响已不怎么明显，这说明EM效应的明显存在且主要表现在高频周期的上升与下降沿，同时也说明了去耦效果的明显。
4.对于两种效应同时存在时的图6.5，其规律大致和图6.4相似。
但由于IP效应的存在。
使得低频振幅相对高频振幅有所增加，这表明IP效应主要表现在低频成分中。
5.从仅有IP效应存在时的图6.中知，由于IP效应，使得不斩波时，低频振幅明显大于高频振幅。
同时由于IP效应在高频中较弱，所以斩波对高频振幅影响小，而使低
频振幅（包括一次场和IP效应）明显下降
6.在三种情况下，随斩波点数的增加，39次谐波振幅衰减非常明显，并且当只有EM效应时衰减非常明显，两种效应同时存在时次之，而只有IP效应时最弱，这表明EM效应对39次谐波贡献较大，且斩波去耦有明显效果。
从表中所计算的Fs值可得出：
1.和Fs理论值相比，说明数值计算是正确的，且有一定的精度。
但当EM效应存
在时（表十八和表十九），由于它对高频贡献大，数值计算中有限的高频截止频率产生的截断误差等因素，使Fs值和理论值的绝对误差达.045%。
2.当只有IP效应时，数值计算结果和理论值吻合很好。
3.从表十八和表十九中可知，当斩波点为3~4点时，可以较好地消除EM效应，此时剩余EM效应的影响小于-1%,且得到的Fs值与只有IP效应存在时斩波3~4点后的Fs值（表二十）较接近。
这说明去耦效果是明显的。
4.随斩波点数增加，IP效应有所衰减。
当斩波点为5点时，Fs值仅为未斩波时的86.34%。
通过以上分析，可以知道，在一般情况下，在高频半周期的上升沿和下降沿斩去高频半周期的1/10~1/5时，能达到比较满意的去耦效果，而又不太多地损失IP效应。
另外，斩波对高频的去耦作用更加明显而又不太多地衰减一次场和IP效应。
相反，虽对低频也有同样的去耦效果，却也同时使一次场和IP效应都有较大的衰减。
斩波去耦方法在一般情况下都可获得较好的去耦效果，又不损失太多的IP效应。
但当激电效应和EM效应的时间常数相差不很多时，此时若消除EM效应，必然会较多地损失IP信息，这是斩波去耦方法的局限性。
可以肯定地说，在电阻率测量中，斩波去耦方法是一种很好的去耦方法，我们研制的微测深仪就采用了此种方法消除EM效应，得到了很好的应用效果。
在“抗耦双频道激电仪”中，亦采用斩波去耦方法来消除EM效应的影响。
该法作为一种目前唯一的应用于实际生产的直接去耦方法，比其它利用数据处理方法消除EM效应要简单、快速、直接，且取得了很好的应用效果。
但应用中亦要注意其局限性。
三．模拟实验结果和实际应用应用斩波去耦方案的抗耦双频道数字激电仪已在很多地区取得了很好的去耦效果。
下面我们用阻容电路模拟野外电磁感应耦合效应，其模拟电路如图6.8所示。
在此模拟电路上，用DBJ-1变频仪、S-1双频仪和抗耦双频仪进行测量对比，结果见表二十一。
从表中可见，尽管阻容电路在DBJ-1、S-1双频仪上引起很大的假幅频率，
但抗耦双频仪上的假幅频率却不超过-1%，可见去耦效果是相当明显的
图6.8电磁辜合模拟实验线路图
表二十一模拟实验结果对比
C1=C2
R1=R2
DBJ-1
S-1
抗耦双频仪
0.47卩F
100K
-0.9%
-0.1%
0.10Mf
100K
-2.4%
-0.1%
0.22卩F
100K
-10.3%
-10.1%
-0.2%
0.33卩F
100K
-18.7%
-22.7%
-0.8%
图6.9是在距保定市30Km的旧河滩上进行的试验对比剖面结果，河滩平坦，细砂
覆盖，视电阻率约10Qm。
采用中梯装置，AB=1400m,MN=160m，用青海地质局物探队生产的J-74B变频仪和抗耦双频仪在同一点作观测对比，试验中缩短AB距离，逐渐减小耦合效应作比较。
图中可见，J-74B观测到较大的随AB逐渐增加的负异常，这是由EM效应引起的假异常，而抗耦双频仪观测的异常要小得多，取得明显的去耦效果。
图6.9保定旧河滩上去耦实验剖面曲线
――S-3抗耦激电仪（0.3/3.9HZ）;——J-74B变频仪（0.46/4.6HZ）
图6.10是安徽芜湖一条试验剖面曲线。
该剖面第四系盖层厚约40m,电阻率约
30~100Qm。
D660变频仪Fs曲线是由安徽地矿局322队在1978~1979年完成的。
抗耦变频仪Fs曲线是1983年作的。
两次相隔四年，地电情况有很大变化，如新建了厂房、地下水管等。
但从图中仍可看出抗耦双频仪有明显的去耦效果。
图6.10芜湖某剖面上去耦试验对比曲线（AB=1100m）
1.Ps曲线；2•抗耦双频仪Fs曲线（0.3/3.9HZ）;3.P660变频仪Fs曲线（5.0/0.3125HZ）
第二节EM效应和IP效应的直接、同时提取
由于双频电流波独有的特点，可以在仪器中实现直接、同时、分别提取和利用IP效应和EM效应的目的，本节对此作详细讨论。
一．方法的提出
根据第五章的讨论，IP效应和EM效应在双频测量波形上的表现形式如图6.11（a），如果用与低频频率和相位都相同的方波与测量波形相干（简称方波相干）或说对测量波形进行检波，就可得到图6.11（b）波形。
同时，若用与低频频率相同而相位相差90°的
正反向方波与测量波形相干，则可得图6.11（c）的波形。
同样，用与高频频率相同，相位
相同与相差90°的方波对测量波形作方波相干，可得到图6.11（d）和6.11（e）的波形。
如果取方波幅度为1,那么从图6.11中（b）~（e）的图形的积分结果即可得到测量波形
的低频和高频成份的实、虚分量，即记为Re（D）、lm（D）、Re（G）和lm（G）。
图6.11方波相干后测量波形各分量示意图
分析图6.11可看出，对低频实分量Re（D）波形积分时，IP效应几乎全部保留下来，而EM效应则由于正、负相消的结果，积分后EM效应为零。
所以Re（D）中仅包括一次场和IP效应。
同样，在积分后低频虚分量lm（D）中，也将不包含EM效应，并且IP效应也将很弱。
对于高频实分量和虚分量波形积分后，由于方波相干作用，使得其波形上升、下降沿处产生的EM效应符号相同，这样积分后使得EM效应完整地保留在Re（G）和Im（G）中，此时IP效应则大部分互相抵消，仅保留了很少的IP效应。
而且，当频率相对较高时，此部分IP效应可以忽略。
因此可以将R&G）和lm（G）看作是EM效应的异常。
根据上面讨论，对于一次双频供电，可以得到不包含EM效应的低频实分量Re（D）和虚分量和Im（D）,在振幅相位测量中，便可求出振幅A（D）和相位©（D），它表征了IP效应。
同样，也可用高频实分量Re（G）虚分量Im（G）求取振幅A（G）和相位©（G），它们表征了EM效应，且几乎不包含有IP效应.特别在频率较高时，由于IP效应随频率增加减小，EM效应则增强，此时R&G）和Im（G）中IP效应可忽略。
二.方法的可行性论证
通过对一些简单模型的理论计算和数值模拟，试图了解：
⑴当IP效应和EM效应同时存在时，方波相干的直接去耦效果如何？
⑵用方波相干法求得的Re（D）和Im（D）与
用付氏相干法结果有何差别？
⑶各种变频方案在采用方波相干测量后是否也可消除EM
效应？
图6.12RLC网络
首先，理论上论证是基于下述两个模型，如图6.12,用RC网络作为Cole-Cole模型的最简化模型模拟IP效应，同时用RL回路模拟EM效应。
模型参数为：
Ri=2000Q,R2=200Q,C=200^f，L=1H。
所以最大的视幅频率Fs200100%=9.1%（IP效
200+2000
应）。
MN两端复阻抗为：
LR2
RR2-iRRmn（6.2.1）
RR2——iL
利用（6.2.1）式，分别对L=1H（有EM效应）和L=0（无EM效应）进行了计算，所得复阻抗幅值如表二十二，表中Re（D）是这样求取的。
首先在频域中计算双频波的各谐波对上述RLC网络的复阻抗R■，然后用波形恢复技术，求取双频测量波形，再作方波相干，求Re（D），由于一般Re（D）>>Im（D），故近似地有A（D）〜Re（D）.
对表二十二，以0.001Hz为低频，而高频分别取fG=0.01,0.1，……100Hz，计算视幅频率Fs,列于表二十三
从表中可见：
1.在IP效应的频率范围内（0.1~10Hz）,EM效应相对较弱，此时无论是采用傅氏相
干，还是方波相干法（L=1时），都可以测量到与无EM效应（L=0）时非常接近的Fs值,
其最大绝对误差仅为0.3%，在这一误差中还包括了数值计算误差与用实分量近似等于
振幅值所带来的误差。
由此可见，误差是很小的。
在方波相干法中，当fG=0.01Hz时，
Fs有很小的负值，可认为是数值计算误差，忽略不计.对比表二十二中各栏结果，同样也可认为，当EM效应较弱时，方波相干法所得IP异常与傅氏相干法之IP异常与其它方案结果是一致的。
表二十二模型计算结果
f（fD）
振幅（付里哀相干）
检波一积分后Re（D）
L=1
L=0
L=1
0.001
200.00
200
200.00
0.01
199.99
199.99
200.00
0.1
198.76
198.78
199.34
1
184.01
184.27
184.63
10
181.84
190.71
182.20
100
181.82
576.90
182.70
表二十三模型计算结果
fD=0.001fG
Fs
检波一积分后Fs
L=1
L=0
L=1
0.01
0.005
0.005
-0.0036
0.1
0.62
0.61
0.34
1
8.00
7.86
7.7
10
9.08
4.65
8.9
100
9.1
-188.5
8.65
2.当有强的EM效应时，即L=1，fG>10Hz时，EM效应引起的假幅频率Fs可达-200%，因此，傅里叶相干法结果明显受EM效应影响，但方波相干法结果的视幅频率为8.65%，与理论值9.1%相差不大，可以表征IP效应。
因此，方波相干法可得到几乎不包括EM效应的IP效应异常。
现在，利用波形恢复技术，可得到单频方波和双频方波的测量波形，并作方波相干后，其波形分别见图6.14，对其作积分，即可得到单频方波实分量和双频波的低频实分量，列于表二十四
表二十四单频方波和双频波方波相干后结果
单频方波Re
归一化后，x10-3
双频波Re（D）
归一化后，x10-3
IP效应
4.556
4.414
EM效应
4.6676
4.134
EM+IP效应
4.856
4.426
当EM效应和IP效应同时存在时，利用方波相干法若能消除EM效应时，此时积
分结果应该和只有IP效应积分结果相同。
以表中看出，对于双频波，两者误差为
4.426一4.414100%=0.27%.而对单频波，两者误差为4.856一4.556100%=6.5%。
这说明,4.4144.556
对双频波，方波相干法可得到很好的去耦效果。
而对变频观测的单频波，方波相干法则
达不到去耦目的。
因此，方波相干法是双频激电中独特的直接去耦方法。
图6.13双频波方波相干后测量波形
⑻只有EM效应；（b）只有IP效应；（c）IP效应和EM效应同时存在
图6.14单频方波相干后波形
（a）只有EM效应；（b）只有IP效应；（c）IP效应和EM效应同时存在
提取IP效应和EM效应的方案
1•双频剖面测量
首先发送机向地下供频差为13倍（或9倍）的双频电流波（fD、fG1）与相应的同步控制信号，接收机在同步信号控制下，对双频测量波形进行方波相干测量，从而得到Re（D1）、Im（D1）、Re（G1）和lm（G1），进而求得振幅值A（D1）和A（G1），以及相位值©（D1）和©（G1）。
考虑到虚分量一般很小，所以取A（D1）=Re（D1），A（G1）=R&G1）。
然后，改变双频供电波形之频率，使fD=fD/N，相应地fD2=fG2/N,N由异常幅度和观测速度等因素选取。
重复上述测量，即可得到Re（D2）、Im（D2）、Re（G2）和lm（G2），进而得A（D2），A（G2），©（D2）和©（G2）o
计算整理如下参数：
（1）用二次双频供电的低频实分量表征IP效应：
ip=Re（D2）-Reg）心00%
ReD2
（2）用二次双频供电的高频实分量表征EM效应：
FE^ReG2-ReG1100%
sRe（G2）
⑶用©（D1）和©（D2）表征频率为fD1和fD2时IP相位值。
同理©（G1）和©（G2）表
示频率为fG1和fG2时EM效应相位值。
2.双频频谱测量与双频剖面测量类似，每次向地下供双频电流，依次降低双频电流波频率，如按
二进制递减，这样可依次得至URe（Dn）、Im（Dn）、Re（Gn）、A（Dn）、©（Dn）和©（Gn）,n=1,2,,,N,通常设计N=8。
这样可整理如下参数:
（1）用低频振幅值A（Dn）和低频相位值©（Dn）分别表征IP效应振幅谱和相位谱。
⑵用高频振幅值A（Gn）和高频相位值©（Gn）表征EM效应的振幅谱和相位谱。
（3）利用二个相邻低频或高频频率之振幅差DELT表征振幅曲线的变化率。
效应的存在。
而
DELT（Dn）=A（Dn）-A（Dn-i），n=2，3，,,8，此参数反映了IP
DELT（Gn）=A（Gn）-A（Gn-i）则反映了EM效应的存在
（4）
视幅频率按下述公式计算:
而FsT则近似表征
Fs：
反映了几乎不受EM效应影响的纯IP效应的视幅频率谱,了纯EM效应的视幅频率谱。
四.模型试验结果
根据方波相干测量方案，在原有的F-1型双频道频谱激电仪基础上，研制成了双频道去耦频谱激电仪，暂定名为F-2型频谱激电仪。
利用该仪器，我们进行了网络实验和水槽模型试验，目的有两个，一是检验仪器的性能，包括仪器的稳定性、精确性等;
二是试验方法的有效性和可行性。
1.模型网络电路
我们选择了三个RLC网络来分别模拟IP效应、EM效应和IP效应与EM效应同时存在时情形，如图6.15所示。
图中，R限为限流电阻，R校=320Q为校验电阻。
由于F-2发送机是采用可控硅作为逆变元件，需要一定的维持电流才能使其导通，所以在供电A、B端并联R导电阻，使F-2有一定的维持电流，使其正常工作。
模型I:
R1=3K,R2=10K,C=20卩F,L=820mH，用此来模拟IP效应和EM效应同时存在的情况。
模型U:
R1=3K,R2=10K,C=20卩F,L短路，用此来模拟只有IP效应存在情况
模型川：
Ri=3K,R2=10K,L=820mH,C短路，用来模型只有EM效应存在情况
图6.15模拟实验的RLC网络
另外，还用大水槽作了试验研究，如图6.6,当Ki、K2断开时，由
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