反激电源的控制环路设计.docx

1、反激电源的控制环路设计 反激電源控制環路設計一 环路设计用到一些基本知识。 电源中遇到零极点。 注：上面图为示意图，主要说明不同零极点概念，不代表实际位置。二 电源控制环路常用3种补偿方式。 （1） 单极点补偿，适用于电流型控制和工作在DCM方式并且滤波电容ESR零点频率较低电源。其主要作用原理是把控制带宽拉低，在功率部分或加有其他补偿部分相位达到180度以前使其增益降到0dB. 也叫主极点补偿。 （2） 双极点，单零点补偿，适用于功率部分只有一个极点补偿。如：所有电流型控制和 非连续方式电压型控制。 （3）三极点，双零点补偿。适用于输出带LC谐振拓扑，如所有没有用电流型控制电感电流连续方式拓

2、扑。三，环路稳定标准。 只要在增益为1时（0dB）整个环路相移小于360度，环路就是稳定。但如果相移接近360度，会产生两个问题：1）相移可能因为温度，负载及分布参数变化而达到360度而产生震荡；2）接近360度，电源阶跃响应（瞬时加减载）表现为强烈震荡，使输出达到稳定时间加长，超调量增加。如下图所示具体关系。所以环路要留一定相位裕量，如图Q=1时输出是表现最好，所以相位裕量最佳值为52度左右，工程上一般取45度以上。如下图所示：这里要注意一点，就是补偿放大器工作在负反馈状态，本身就有180度相移，所以留给功率部分和补偿网络只有180度。幅值裕度不管用上面哪种补偿方式都是自动满足，所以设计时一

3、般不用特别考虑。由于增益曲线为-20dB/decade时，此曲线引起最大相移为90度，尚有90度裕量，所以一般最后合成整个增益曲线应该为-20dB/decade部分穿过0dB.在低于0dB带宽后，曲线最好为-40dB/decade，这样增益会迅速上升，低频部分增益很高，使电源输出直流部分误差非常小，既电源有很好负载和线路调整率。 四， 如何设计控制环路？经常主电路是根据应用要求设计，设计时一般不会提前考虑控制环路设计。我们前提就是假设主功率部分已经全部设计完成，然后来探讨环路设计。环路设计一般由下面几过程组成：1） 画出已知部分频响曲线。2） 根据实际要求和各限制条件确定带宽频率，既增益曲线0

4、dB频率。3） 根据步骤2）确定带宽频率决定补偿放大器类型和各频率点。使带宽处曲线斜率为20dB/decade,画出整个电路频响曲线。上述过程也可利用相关软件来设计：如pspice, POWER-4-5-6.一些解释： 已知部分频响曲线是指除Kea(补偿放大器)外所有部分乘积，在波得图上是相加。 环路带宽当然希望越高越好，但受到几方面限制：a)香农采样定理决定了不可能大于1/2 Fs; b)右半平面零点（RHZ）影响，RHZ随输入电压，负载，电感量大小而变化，几乎无法补偿，我们只有把带宽设计远离它，一般取其1/4-1/5；c)补偿放大器带宽不是无穷大，当把环路带宽设很高时会受到补偿放大器无法提

5、供增益限制，及电容零点受温度影响等。所以一般实际带宽取开关频率1/6-1/10。五，反激设计实例。 条件： 输入 85-265V交流，整流后直流100-375V 输出 12V/5A 初级电感量 370uH 初级匝数：40T，次级：5T 次级滤波电容1000uF X 3=3000uF 震荡三角波幅度.2.5V 开关频率100K 电流型控制时，取样电阻取0.33欧姆 下面分电压型和峰值电流型控制来设计此电源环路。所有设计取样点在输出小LC前面。如果取样点在小LC后面，由于受LC谐振频率限制，带宽不能很高。1） 电流型控制假设用3842,传递函数如下：. 此图为补偿放大部分原理图。RHZ频率为33K

6、，为了避免其引起过多相移，一般取带宽为其频率1/4-1/5，我们取1/4为8K。分两种情况：A) 输出电容ESR较大。 输出滤波电容内阻比较大，自身阻容形成零点比较低，这样在8K处相位滞后比较小。 Phanse angle = arctan(8/1.225)-arctan(8/0.033)-arctan(8/33)= -22度。另外可看到在8K处增益曲线为水平，所以可以直接用单极点补偿，这样可满足-20dB/decade曲线形状。省掉补偿部分R2，C1。设Rb为5.1K， 则R1=（12-2.5）/2.5*Rb=19.4K.8K处功率部分增益为 -20* log(1225/33)+20* lo

7、g19.4 = -5.7dB因为带宽8K，即8K处0dB所以8K处补偿放大器增益应为5.7dB, 5.7-20* log( Fo/8)=0 Fo为补偿放大器0dB增益频率 Fo= 1/(2*pi*R1C2)=15.42 C2= 1/(2*pi*R1*15.42)=1/(2*3.14*19.4*15.42)=0.53nF相位裕度： 180-22-90=68 度仿真图： 兰色为功率部分，绿色为补偿部分，红色为整个开环增益。B) 输出电容ESR较小。输出滤波电容内阻比较大，自身阻容形成零点比较高，这样在8K处相位滞后比较大。 Phanse angle = arctan(8/5.3)-arctan(8

8、/0.033)-arctan(8/33)= -47度。如果还用单极点补偿，则带宽处相位裕量为180-90-47=43度。偏小。用2型补偿来提升。三个点选取，第一个极点在原点，第一零点一般取在带宽1/5左右，这样在带宽处提升相位78度左右，此零点越低，相位提升越明显，但太低了就降低了低频增益，使输出调整率降低，此处我们取1.6K。第二个极点选取一般是用来抵消ESR零点或RHZ零点引起增益升高，保证增益裕度。我们用它来抵消ESR零点，使带宽处保持-20db/10 decade 形状，我们取ESR零点频率5.3K数值计算：8K处功率部分增益为 -20* log(5300/33)+20* log19.

9、4 = -18dB因为带宽8K，即最后合成增益曲线8K处0dB所以8K处补偿放大器增益应为18dB, 5.3K处增益=18+20log(8/5.3)=21.6 dB 水平部分增益= 20logR2/R1=21.6 推出R2=12*R1=233K fp2=1/2*pi*R2C2 推出C2=1/（2*3.14*233K*5.4K）=127pF. fz1=1/2*pi*R2C1 推出 C1=1/ (2*3.14*233K*1.6K)=0.427nF.相位 Phanse angle = -47 - 90+arctan(8/1.6)-arctan(8/5.3)=-115度相位裕度：180-115=65度

10、仿真图： 兰色为功率部分，绿色为补偿部分，红色为整个开环增益。 假设光耦CTR=1，由于R3和R4相等，其增益为R4/R3=1，所以不影响补偿部分。2, 电压型控制。我们同样设计带宽为8K，传递函数如下： 高频1000uF电容ESR ： Rc=30m欧姆。fo 为LC谐振频率，注意Q值并不是用计算值，而是经验值，因为计算Q无法考虑LC串联回路损耗（相当于电阻），包括电容ESR，二极管等效内阻，漏感和绕组电阻及趋附效应等。在实际电路中Q值几乎不可能大于45。由于输出有LC谐振，在谐振点相位变动很剧烈，会很快接近180度，所以需要用3型补偿放大器来提升相位。其零，极点放置原则是这样，在原点有一极点

11、来提升低频增益，在双极点处放置两个零点，这样在谐振点相位为-90+(-90)+45+45=-90.在输出电容ESR处放一极点，来抵消ESR影响，在RHZ处放一极点来抵消RHZ引起高频增益上升。 元件数值计算，为方便我们把3型补偿图在重画一下。先计算功率部分8K处增益： Rb=5.1K; R1=19.4K26- 40log(5.3/0.605)- 20log(8/5.3)=-15.3dB.要得到8K带宽，补偿放大器在8K处，既平顶部分增益应为15.3dB.双零点处增益为：15.3-20log(5.3/0.605)=-3.6dB.从补偿图上可知，此处增益为 20log(R2/R1)=-3.6, 得

12、出：R2=1.51*R1=29.3K.1/(2*pi*R1*C3)=605, C3=13.6 nF.1/(2*pi*R3*C3)=33K R3=355欧姆1/(2*pi*R2*C1)=605 C1=9nF.1/(2*pi*R2*C2)=5.3K C2=1nF. 核算8K处相位：-180+arctan(8/5.3)-arctan(8/33)+ 90+2*arctan(8/0.605)-arctan(8/5.3)-arctan(8/33)= -126. 相位裕量： 180-126=54度。仿真结果如下：兰色为功率部分，绿色为补偿部分，红色为整个开环增益。如果相位裕量不够时，可适当把两个零点位置提前

13、，也可把第一可极点位置放后一点。同样假设光耦CTR=1，如果用CTR大光耦，或加有其他放大时，如同时用IC内部运放，只需要在波得图上加一个直流增益后，再设计补偿部分即可。这时要求把IC内部运放配置为比例放大器，如果再在内部运放加补偿，就稍微麻烦一点，在图上再加一条补偿线参考资料1自动控制原理南航 胡寿松主编2 KELTH BILLINGS3 Power Intergrations (PI)4 Robert W. Erickson5 Abraham I. Pressman6 Lloyd H. Dixon7. Ray Ridley8. Dan Mitchell9. Infineon Application Note: AN-SMPS-16822CCM-110. CS3842AAN/D11. PI Application Note: AN-1112. AS3842 Application Note 5