IGBT并联技术详解.docx
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IGBT并联技术详解
IGBT并联技术技术详解
IGBT并联均流问题
∙影响静态均流的因素
1、并联IGBT的直流母线侧连接点的电阻分量，因此需要尽量对称；
2、IGBT芯片的Vce（sat）和二极管芯片的VF的差异，因此尽量采取同一批次的产品。
3、IGBT模块所处的温度差异，设计机械结构及风道时需要考虑；
4、IGBT模块所处的磁场差异；
5、栅极电压Vge的差异。
∙影响动态均流的因素
1、IGBT模块的开通门槛电压VGEth的差异，VGEth越高，IGBT开通时刻越晚，不同模块会有差异；
2、每个并联的IGBT模块的直流母线杂散电感L的差异；
3、门极电压Vge的差异；
4、门极回路中的杂散电感量的差异；
5、IGBT模块所处温度的差异；
6、IGBT模块所处的磁场的差异。
∙IGBT芯片温度对均流的影响
IGBT芯片的温度对于动态均流性能和静态均流性能影响很大：
1、由于IGBT的Vcesat的正温度系数特性，使温度高的芯片的Vcesat更高，会分得较少的电流，因此形成了一个负反馈，使静态均流趋于收敛；
2、根据我们的经验，我们发现，芯片温度变高后，动态均流的性能也会变好；例如在测试动态均流时，我们会使用双脉冲测试方法，但这时芯片是处于冷态的，当把机器跑起来后，动态均流会改善。
∙IGBT芯片所处的磁场对均流的影响
IGBT模块附近如果有强磁场，则模块的均流会受到影响。
1、如果两个IGBT模块并联且并列安装，如果交流排的输出电缆在摆放时靠近其中某一个IGBT模块而远离另外一个，则均流性能就会出问题；
2、以上现象的原因是某个大电流在导线上流动时会产生磁场，对磁场内的其他导通的电流产生“挤出”或“吸引”的效应；
因此，在结构设计时，需要注意交流排出线的走线形式，以免发生磁场的干涉现象。
IGBT并联使用方法分类
IGBT并联可以分为“硬并联”及“桥臂并联”2大类。
（1）“硬并联”指的是IGBT的发射极和集电极直接连接在一起，如左下图所示；
（2）“桥臂并联”指的是，IGBT桥臂的交流输出端通过均流电抗（感量有一定数值）连接在一起，如右下图所示；
这两种分类方法本质上以模块交流端子到汇流端的电感量进行分类的。
桥臂并联：
桥臂并联是一种风险比较低的并联技术；
硬件电路的特征：
（1）两个桥臂的输出首先接到一个均流电抗，然后再将电流汇在一起；
（2）并联的两个IGBT不能共用IGBT驱动器，必须使用各自独立的IGBT驱动器；
（3）驱动器的输入PWM信号必须足够同步的；
IGBT桥臂并联拓扑中的换流回路分析
在IGBT桥臂并联的电路拓扑中，两个桥臂有各自独立的换流回路，这两个桥臂是不会存在交换电流的情况；
具体地说：
（1）如果在D1续流时开通Q2，则D1发生反向恢复，且反向恢复电流全部流进Q2，不会跑到Q4去，如下图红线所示；
（2）如果Q2在导通电流，则关断Q2时，电流全部被D1所续流，不会跑到D3去；
原因就是在两个桥臂之间，存在着L1和L2这两个电抗，这样两个桥臂之间的动态阻抗会比较高，换流的动态过程中的高频电流是不能从一个桥臂跑去另外一个桥臂的，被电抗阻挡住了。
结论：
这种并联方法不存在动态均流的风险。
每个桥臂的换流行为独立进行。
以上命题成立有一个很重要的前提，就是L1和L2的数值必须足够大，至少足以阻挡桥臂间的换流行为。
IGBT桥臂并联拓扑中均流电抗的分析：
在IGBT桥臂并联拓扑中，每个桥臂的输出阻抗会决定输出电流有效值的分配情况，在下图中，均流电抗L1和L2分别归属左桥臂和右桥臂，很显然，桥臂的输出阻抗的主体是均流电抗的感抗，而IGBT桥臂本身的阻抗与感抗相比可以忽略。
所以，决定两桥臂的出力水平（或整体均流水平），主要由均流电抗L1和L2的感量决定。
感量偏大，则对应桥臂的输出电流偏小，感量偏小，则对应的桥臂的输出电流偏大。
结论：
桥臂的整体均流情况，是由桥臂的均流电抗的感抗的比例决定的。
这种电路中，电抗的制造工艺比较关键，感量的偏差水平将决定桥臂的静态均流水平。
电路均流的风险转移到了电抗上。
IGBT桥臂并联拓扑中驱动信号同步性的分析：
在IGBT桥臂并联拓扑中，要求PWM信号要足够同步，这里“同步”这个概念需要量化。
用很具体的方式来描述信号同步的程度。
在这种应用中，同步性要求比较低，不需要达到nS级，有百nS级即可。
如左下图所示，两个光纤发光头被同一个电流点亮，然后将信号传递到INA及INB，我们可以说这两个信号是“同步”的，但其实发光头，光纤通路，接收头理论上都是存在时间差异的，在最差的情况下应该有几百ns，甚至超过1us的差异。
不过在桥臂并联应用中，这是完全可以接受的。
工程中可以忽略这个差异。
IGBT桥臂并联拓扑中均流电抗的选取原则：
均流电抗的数值的选取很重要，因为电抗的成本不低，如果感量太大了，成本就会上去，且散热也是问题。
因此选均流电抗的原则是：
在满足均流性能的前提下，感量尽量低。
（1）均流电抗的感量越大，桥臂间的耦合越弱，越不容易发生环流现象；
（2）桥臂的结构对称性越好，均流电抗感量要求越低；
（3）两桥臂的PWM脉冲同步性越好，均流电抗感量要求越低；
（4）驱动电路一致性越好，（例如门极电压数值），均流电抗感量要求越低；
（5）具体的感量数值的确定比较大程度上需要靠实验，可能的数值会在几uH到几百的uH的水平，根据应用不同而不同；
IGBT桥臂并联应用的其他实例：
下图分别是Buck电路和Boost电路的实例，都使用了桥臂并联的方式。
这两种方式在实际中都比较常见。
不过这两种应用中电抗的主要目的不是为了均流，是为了输出电压的纹波水平，所以感量的选取有其他的约束条件。
IGBT并联驱动配置
IGBT驱动器在并联的场合有2种配置方法（LS1，LS2为杂散参数）：
1.“一拖多”，即一个驱动器驱动2个或多个“硬并联”的IGBT，如左下图所示；
2.“一拖一”，即一个驱动器只驱动1个IGBT，IGBT再通过铜排直接相连，这叫“驱动器直接并联”，如右下图所示：
下面将首先介绍“一拖多”，也就是IGBT硬并联的情况，这种情况比较常见。
∙IGBT硬并联的特点分析
优点：
IGBT模块之间并联在一起，不需要均流电抗，比较紧凑和经济
缺点：
1.对直流母排对称性要求很高；
2.比较容易产生发射极环流；
3.功率电路与门极回路产生耦合。
IGBT硬并联时的技术风险点如下：
（1）发射极环流问题；
（2）门极回路与功率回路产生耦合（门极共模环流问题）；
（3）直流母排杂散电感不对称产生的问题；
（4）交流排杂散电感数值过大所产生的问题；
（5）IGBT开通门槛电压VGEth，开通延迟的差异所产生的问题；
（6）门极回路杂散电感不对称所产生的问题；
（7）IGBT模块并联数增多的风险。
IGBT驱动器直接并联：
如下图所示，两个模块通过铜排直接连接在一起，这里没有把交流侧杂散电感表示出来。
这是一种介于IGBT硬并联与IGBT桥臂并联的方法。
它的特点是：
1.每个IGBT有独立的驱动器；
2.IGBT的连接形式接近于硬并联，两桥臂交流输出端通过铜排直接相连；
3.可能存在发射极环流，但不同的IGBT门极回路间不存在耦合，IGBT的开关行为很独立；
4.对IGBT个体的一致性要求降低；
5.对直流母排杂散电感对称性要求降低；
6.对Vge信号的同步性要求非常高；
7.对Vge驱动电源电压一致性要求非常高；
IGBT驱动器直接并联的优点：
1.IGBT驱动器直接并联使得桥臂的操作完全独立，不同的门极回路间不存在耦合，即便有发射极环流存在，也不会叠加扰动到Vge电压上，Vge的波形比较纯粹，不会受到驱动器信号以外的其他扰动；
2.不介意交流输出端的杂散电感（Ls1,Ls2），且欢迎这些杂散电感，甚至是一定数值的均流电抗，因为Ls1，Ls2起的作用就是削弱或阻断桥臂间电流耦合，只需有百nH级别的感量，桥臂间流动的高频电流就会被极大地削弱；
3.弱化了系统中各种轻微差异因素带来的问题，例如，直流母排杂散电感的对称性差异，VGEth的差异，tdon，tdoff的差异等。
这些差异都很容易被忽略掉；
4.并联设计风险大大降低；
IGBT驱动器直接并联的关键点：
1.驱动器直接并联对IGBT进行硬并联，则交流输出杂散电感Ls1，Ls2数值会很小，这就要求驱动器的同步性要很高，即从驱动器接收到PWM信号到执行该信号之间的时间差必须足够小，且关键是误差要很窄，稳定性要高；
2.两个并联的驱动器的电源电压要非常一致；
CONCEPT驱动器直接并联技术：
CONCEPT率先提出了驱动器直接并联技术。
1.SCALE-2芯片组使用磁隔离时，PWM信号传输延时为80ns±4ns，这样的精确延迟可以确保驱动器直接并联技术得以实现；
2.副方芯片自身的稳压功能使驱动电压一致性得到保证；
使用了直接并联技术的1SP0635，及1SP0335如下图：
CONCEPT的实现方法：
1.SCALE-2芯片组可以实现，原方PWM信号至Vge的精确延时；
2.副边15V开通电压与-10V关断电压完全相同；
IGBT均流的测试方法：
静态均流测试时，使用柔性电流探头，测桥臂输出电流，测量其电流有效值，考核两桥臂一致程度。
柔性电流探头在测量I1和I2时，可能会见到下图的情况。
上面的尖刺就是流过L1，L2的换流电流。
要想办法消除。
IGBT硬并联风险分析
一、发射极环流现象:
在IGBT并联问题中，首先需要讨论的就是发射极环流问题，首先我们介绍一下这个现象。
以并联的IGBT的上管为例，由于某一种或多种因素的不对称或不同步，造成桥臂的中点（A点和B点）在IGBT开通或关断瞬间会产生电位差。
而驱动器的发射极是通过发射极电阻连在一起的，这样就会产生下图中红色路径所示的电流。
我们把这个电流称为”发射极环流”。
上管开通时刻产生的发射极环流：
下图中，L为负载电感，绿线为D2，D4的续流电流。
此时T1，T3同时给指令进行开通，D2，D4会发生反向恢复现象，假设T3领先于T1开通，则反向恢复电流会以图中的红线路径穿过Ls1和Ls2。
而反向恢复电流的变化率是非常高的，斜率能达到1~3kA/us，在Ls1和Ls2上产生的电压使E3的电位比E1高。
在双脉冲测试介绍的文档中得知，反向恢复电流分成前沿和后沿两部分，前沿切换成后沿时，杂散电感上的电压的方向会发生突变。
此时E3-E1的电压的方向还有可能发生突变。
实际情况比较复杂。
上管关断时刻产生的发射极环流：
下图中绿线是T1，T3稳态导通时的电流，此时T1，T3同时给指令进行关断，假设T3领先于T1关断，则Ls2上的电流首先突减，Ls2上会产生左负右正的电压，而Ls1要增加Ls2所减少的电流，出现了突增，会产生左正右负的电压。
此时，E1比E3的电压高。
Vge3上会叠加一个正压，T3关得更慢了；Vge1上会叠加一个负压，则T1会关得更快。
这里引入了一个负反馈的效果，使关断速度收敛于同步。
下管开通时刻产生的发射极环流：
下图中L为负载电感，绿线为D1，D3的续流电流。
此时T2，T4同时给指令进行开通，D1，D3会发生反向恢复现象，假设T4领先于T2开通，则反向恢复电流会以图中的红线路径穿过Ls1和Ls2。
E1的电压会比E3高一些，会出现发射极环流，电流穿过Re1和Re3，但是E3与E1间的环流并不影响T2和T4的开通行为。
Ldc2与Ldc4是两个IGBT模块的直流母排杂散电感，当T4先开通，反向恢复电流穿过Ldc4，产生了上正下负的电动势。
而Ldc2实际上也会产生相同方向的电动势，只是会晚些，因此E4的电动势会出现得比E2早，结果是E4的电压比E2高，Re2及Re4上会产生发射极环流。
因为反向恢复电流的斜率是会改变方向的，因此Ldc4与Ldc2上的电动势也是会改变方向的，且该电动势与Ldc2与Ldc4的数值有很大关系，因此没有稳定的结论。
大约可以确定：
下管开通时刻的发射极环流现象要比上管风险低一些。
下管关断时刻产生的发射极环流：
下图中绿线是T2，T4稳态导通时的电流，此时T2，T4同时给指令进行关断，假设T4领先于T2关断，则Ls2上的电流首先突减，Ls2上会产生左正右负的电压，而Ls1则增加了Ls2所减少的电流，出现了突增，会产生左负右正的电压。
此时，E3比E1的电压高。
上管会产生发射极环流，但不影响T2，T4的关断行为。
关断T4时，Ldc4上会产上电压，同理Ldc2也会产生电压，而E4与E2的电压差不太好确定，但是只要T4和T2不太同步，或者Ldc4与Ldc2差异较大，则E4与E2的压差会比较大。
也可以看出，Ldc2与Ldc4上的电压的方向是相同的。
大约可以确定：
下管关断时刻的发射极环流现象要比上管风险低一些。
上下桥臂的发射极环流的差异及其本质：
在之前关于发射极环流的分析中，可以看出，上下桥臂在这个问题上实际上是有区别的。
结论是，上管的风险比下管要高。
其本质在于，上管IGBT的发射极电位与输出杂散电感相连，主电路的不对称或不同步会与驱动回路耦合在一起，而对下管IGBT而言，这种耦合要弱一些，因此上下管的发射极环流风险有区别。
结论是，上管的风险比下管要高。
发射极环流产生的原因：
发射极环流是由于功率发射极E1，E3之间存在电位差，而该电压差的产生则是因为有较高的di/dt流过Ls1和Ls3而在Ls1和Ls3上产生的。
实际上，在IGBT稳态的时候，E1和E3是没有电压差的，但在T1,T3开通或者关断的时刻，会有换流发生，这时E1和E3会有很短的瞬间有电压差。
大致可以认为：
发射极环流是因为系统中的某种或多种不对称的因素导致的结果。
我们可以把E1和E3的电压差理解成一个冲击函数，f（x）=1（x），出现的时间很短，且有一定幅值。
发射极环流的数学模型
（1）：
下图是比较理想和简单的模型。
一个冲击函数的激励源，这个源实际上是di/dt在Ls1，Ls2上感应出来的电动势，把它简化后串联在Ls1和Ls2中，当di/dt变为0后，激励源就消失了。
这个源施加在两个发射极电阻上。
可以看出，Re1，Re3，Ls1，Ls2构成了一个闭合回路，在IGBT开关的瞬间，等效于激励源发生激励，此时有电流穿过两个发射极电阻，两个电阻分别承担这个电动势。
发射极环流的数学模型
（2）：
在IGBT硬并联时，我们还需要考虑IGBT芯片与散热器间的耦合电容，IGBT芯片的正上方是发射极的铝层，这个铝层隔着陶瓷基板与IGBT模块的铜基板间形成了耦合电容，而电容的另一个极板是铝散热器，相当于T1和T3间有电容回路。
发射极环流的数学模型（3）：
在实际装置中，情况更复杂些。
将门极回路中的杂散电感量，功率发射极与辅助发射极间的电感量也一并考虑进去，综合前两页的结果，得到左下图的模型。
1.将门极驱动回路中的杂散电感Lg1和Lg3标注出来；
2.将IGBT的功率发射极和辅助发射极之间的杂散电感也标注出来；
3.将IGBT芯片与散热器的耦合电容Cjc1,Cjc3标注出来；
4.接地标志表示其与铝散热器相连；
发射极环流引起的振荡现象：
激励源向回路产生激励后，相当于向网络内注入了一股能量，这个能量会以无功能量的形式存在于网络中，也就它的表现形式是电感里的电流，或者电容里的电压。
也就是，这种能量会以振荡的形式存在，然后再慢慢衰减掉。
我们认为，发射极环流中会叠加着一些振荡的形式，根据经验，这些振荡频率很高，衰减速度比较快。
这些振荡会在Vge上体现出来，在一定程度上影响IGBT的开通行为。
可见，IGBT硬并联所构建的模型是比较复杂的，在实践中，有些物理现象不太容易解释。
发射极环流的本质：
模型中，LeE1，LeE3，Lg1和Lg3起的作用是比较关键的，可以理解为，激励源将能量以电流形式注入这4个电感，而电感电流是不会突然消失的，而会慢慢衰减，这个能量就在下图的这个圈里面转，实际装置中，会存在一些不容易发现的，数值很小的寄生电容，那么就具备了振荡的条件。
这些振荡很短暂，频率会很高。
E1和E3之间的杂散电感也很重要，如果数值稍微大些，那么这里面携带的能量就会比较多，因为在主功率端子间流动的电流必然更大。
可见，功率发射极间的杂散电感量是需要控制的，不适合太大。
发射极环流对门极信号及IGBT开通行为产生的影响
（1）：
当发射极环流发生时，发射极电阻上会有压降，而压降的方向则由环流的方向决定，如右图，Vre1的压降为左高右低，此时Vge1的实际数值则在原来的基础上增加了Vre1的部分，这部分是由发射极环流产生的。
相对应的，左下图中，Vge3的电压上会减掉Vre3的部分。
由此可见，Vge1和Vge3在这个瞬间会出现一加一减的情况。
发射极环流对门极信号及IGBT开通行为产生的影响
（2）：
IGBT在开通的瞬间，尤其在米勒平台的位置，集电极电流Ic对门极电压的轻微变化极为敏感。
右下图中，是IGBT的外特性图，A点是IGBT处在截止状态的工作点，B点则是IGBT进入完全饱和导通后的工作点。
在IGBT的开通过程中，工作点要从A穿越到B，这个过程非常短暂，但实际上是穿越IGBT的线性区，而线性区的最大特点就是“Vge对Ic能产生剧烈影响”，也就是，如果在米勒平台上，对应Ic爬升的区域，Vge出现抖动，则Ic会马上受到影响。
发射极环流对门极信号及IGBT开通行为产生的影响（3）：
并联IGBT在开通的瞬间，有多个物理量发生剧烈变化，根据以上的分析，这个过程是比较复杂的。
需要明确的是，如果在IGBT开通过程中，门极波形受到了影响，例如说，门极波形在米勒平台的前端出现震荡，因为此时刻的IGBT处于线性区，且IGBT的放大倍数非常大，门极波形的轻微变化都会被放大成集电极电流Ic的剧烈变化。
这样IGBT的开通行为就会受到影响。
Ic变化会导致直流母排杂散电感上的电压变化，导致Vce的形状也可能会出现比较奇怪的波形。
这些现象最终会影响到开通时刻的动态均流效果。
结论：
发射极环流诱发的驱动回路振荡会影响到IGBT的开关行为，而IGBT的开关行为反过来又会影响驱动回路。
发射极环流是不好的物理现象，需要想办法避免。
发射极电阻所起的负反馈效果：
如右下图所示，开通T1和T3时，E1和E3的电位都会往上升，最终到达正母线电压，当T3开通速度比T1略快时，E3的电位会比E1高，就能产生图中所示的发射极环流。
由于发射极电阻的存在，Vge1会被叠加了一个正的电压，因此T1的开通速度会被加速，同理，Vge3被叠加了负的电压，T3的开通速度会被减慢。
而这个变化趋势于之前的假设正好相反，可见，这是一个负反馈的作用。
这可以在一定程度上对开通电流进行均流收敛。
实践证明，这种负反馈效果并不能解决所有的问题！
效果有限。
发射极电阻选型的注意事项：
1.从前面的分析可以看出，发射极环流是幅值高，而时间短的电流，这个电流穿过发射极电阻会产生很高的峰值功率，因此发射极电阻需要选耐受峰值功率较高的电阻，否则可能经过一段时间后，这个电阻会失效。
2.根据一些已有的经验公式，Re的数值大约为Rg的50%，不过这个经验公式的理论基础不太明确；
3.有一种选型方式是，将Re确定为1欧，或者0.51欧，再根据实际发射极环流抑制效果来调整其数值；
4.总体来说，确定其数值的方法主要依靠实验；
二、门极共模环流现象
由于IGBT芯片与散热器之间存在耦合电容，因此系统中还存在着门极共模环流的现象。
这时，我们把门极和发射极看做同一电位，门极线与辅助发射极线看做同一条线缆，这时上面的电流实际上是共模电流。
为了减小这个共模环流的影响，可以在门极和发射极线路上插入共模电感，以增大回路的共模电感量。
Re1和Re3实际上对这个共模电流也是有阻尼作用的。
门极共模环流的抑制：
门极共模环流的模型如下，当激励源向网络内注入能量时，门极共模环流也可以形成振荡回路，而门极回路也可能参与振荡，进而影响到门极驱动的行为。
如果在门极线和发射极线之间配置一个共模电感，使共模电流的阻抗增大，将对共模电流起到比较大的抑制作用。
三、直流母排杂散电感不对称
产生的问题
（1）：
下图中，以上管开通为例。
前一时刻，D2，D4在续流，绿线所示。
后一时刻，T1与T3同时开通，此时D2，D4会发生反向恢复行为，T1，T3的电流会以较高的di/dt上升，如红线所示。
在理想情况下，我们期望，D2的反向恢复电流只由T1提供，D4的反向恢复电流只由T3提供。
我们不希望，D4的反向恢复电流有一部分由T1提供。
换句话说，我们不希望左桥臂与右桥臂发生电流的交换。
最好是，左右桥臂互不发生耦合。
产生的问题
（2）：
但实际装置中，情况却不那么理想。
假设Ldc1=Ldc2由于反向恢复电流的di/dt很大，属于高频电流，它对电感是很敏感的，它会选择阻抗小的路径流动，右桥臂的阻抗大些，T3的电流可以借助Ls2和Ls1的路径流过D2，如蓝色线所示。
这样，发射极环流就产生了。
可见，即使IGBT能做到同步开关，如果直流母排杂散电感不对称，也会产生发射极环流。
因此，在设计直流母排时，一定要充分考虑结构的对称性。
四、交流排杂散电感数值过大
产生的问题
（1）：
右下图中，Ls1和Ls2是两个IGBT模块交流输出端子到汇流点之间的电感量。
左下图中，是电路模型。
有以下几点：
1.随着Ls1和Ls2逐渐增加（十几nH），E3与E1的间的阻抗就会变大，使得高频电流不能轻易穿过Ls1和Ls2，两个桥臂间的高频耦合也会弱化；
2.Ls1和Ls2继续增大（几十nH），这时E1和E3的电位联系就越来越弱了，两个桥臂间的高频耦合也会继续弱化；
3.Ls1和Ls2继续增大（几百nH~几uH）就会演变成输出均流电抗，E1和E3间出现压差的时间会变长，发射极环流会变强烈。
E1和E3间会出现稳态的电压差；
产生的问题
（2）：
1.Ls1和Ls2的差异（LS1,Ls2不对称），并不会带来明显的问题；
2.交流排杂散电感（LS1+Ls2）的数值大小对下管的开关行为影响比较弱；
3.交流排杂散电感（LS1+Ls2）的数值大小对上管驱动回路及上管IGBT的开关行为影响比较大；
可见，在IGBT硬并联的情况下，交流排杂散电感（LS1+Ls2）应该尽量小。
五、IGBT开通门槛电压VGEth的差异所产生的问题
IGBT的门极开通门槛电压VGEth在IGBT开通行为中是比较重要的参数，下图是从某IGBT的数据手册上摘出来的该参数。
可见，这个参数是有一定误差的，每个IGBT的VGEth都不太一样。
两个硬并联的IGBT，使用同一个驱动器进行驱动，假设Vge完全同步，施加在两个IGBT上。
这两个IGBT由于VGEth有轻微差异，其开通的时刻就会有差异，猜测可能会有几ns~十几ns的差异。
六、IGBT开通延迟和关断延迟的差异所产生的问题
IGBT有开通延迟tdon和tdoff开通关断延迟，这些参数在IGBT的数据手册上通常只有典型值，没有标出最大和最小值。
以开通为例，两个IGBT由于tdon有轻微差异，其开通的时刻就会有差异，关断行为同理。
本页及上页中谈到的都是IGBT个体的差异，很难克服。
不过差异是比较小的。
七、门极杂散电感量差异对IGBT开通行为的影响
门极杂散电感会影响IGBT的开通时刻及开通速度，门极杂散电感量大些，
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