功率MOSFET管驱动变压器设计.docx
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功率MOSFET管驱动变压器设计
功率MOSFE管驱动变压器设计
［导读］摘要：
对具有驱动变压器的功率MOSFETf驱动
电路的动态过程进行了分析，推导了驱动变压器设计参数的计算方法，定量分析了变压器漏感和电路杂散电感对开通过程的影响，并通过仿真和试验证了这套计
算方法的正确性。
1引言
作为开关电源的开关器件，功率MOSFETf具有开关速
度快、工作频率高的特点，适用于高频开关电路。
止匕外，在并联使用时，于MOSFE菅具有正温度系数，可以自动均流，无需均流电路，方便扩流，这也是目前其他功率开关器件不可替代的优点［1］。
为了加速开通，减少损耗，对MOSFETf的驱动电路的
基本要求是内阻要小，驱动电压尽量高；为了加速关断，应给输入电容提供低阻放电通道；为了抑制高频振荡，栅极引线尽量短，减少线路分布参数；为了防止静电感应导致栅极电压上升引起误导通，栅极不允许开路，大功率MOSFETf
截止时，栅极最好施加负电压［2］o
MOSFETf的驱动电路有多种形式，可以用TTL电平直接驱动，但更多采用隔离驱动，在驱动信号输由端与MOSFET
管栅极之间用光耦或磁耦实现与主电路电隔离。
驱动变压器是常用的磁耦元件，起到传输驱动信号和功率的作用。
设计合理的驱动变压器，不仅可以提高MOSFET管开关性能，而且体积小、重量轻，成本低。
2MOSFE管内部电容与变压器驱动栅极电路内部电容
MOSFETT内部电容，也称极间电容，是栅极、源极、漏极之间的寄生电容。
开关电源最常用N沟道增强型MOSFET
管[3],内部电容分别为：
栅-源极间电容Cgs,栅-漏极间电容Cgd,漏-源极间电容Cds,如图1[1,3]。
与漏-源短路条件下小信号输入电容Ciss的关系：
C
i
ss=Cgs+Cgd
（1）
与栅-源短路条件下小信号输由电容Coss的关系：
C
o
ss=C
ds
+Cgd
（2）与小信号反向转换电容Crss的关系：
Crss=Cgd
（3）
驱动电路的任务就是针对MOSFETf开通、关断过程中
的寄生电容进行充放电。
需要说明的是，内部电容并非常数，会随着开通、关断过程中极间电压的变化而变化，使得开通、
关断的动态过程比较复杂[3],但是，对于栅极驱动，主要
考虑上升、下降时间内的驱动波形，可以把Ciss看做常数进行分析。
MOSFETT变压器驱动栅极电路
图2为变压器驱动栅极电路，是驱动电路的最后部分。
变压器T1提供驱动信号，经保护二极管D1、栅极串联电阻R1向栅极输入电容Ciss充电，当栅-源极间电压Vgs大于门限开启电压VTh,MOSFET1导通，进而进入饱和区，完成开
通过程；当变压器驱动信号低电平时，三极管Q1导通，栅
极电容的电荷迅速通过R1,Q1构成的闭合回路释放，达到
快速关断的目的。
电阻R3防止栅极开路，稳压管D2限制信
号幅度不能超过栅-源击穿电压，起到保护作用。
3变压器设计与试验
为了简化计算，将变压器视为方波脉冲电压源，MOSFET
管开通过程的等效电路如图3o
开通过程就是零状态响应过程，三要素[4,5]:
初
始于值R
3u>ciss（。
0稳
）态=值0；（（45））>R
1
式中，U1—变压器输由电压，V时间常数P暂态过程:
栅极电压：
=（R1//R2）XCissQR1Ciss；（6）（7）栅极电流：
R3（8）
栅极电阻电流：
i1（t）弋0（9）栅极串联电阻R1电流：
（10）电路瞬时功率：
上升时间：
tr=r
1Ciss1）=（12）
忽略三极管Q1饱和导通管压降，MOSFE稽关断过程的等效电路如图4。
关断过程即可看作零输入响应过程，栅极电压U1,主要
元件依然是R1,Ciss
基本是开通的逆过程，因此，变压器输由电流有效值
[4]:
（13）
式中，I—变压器输由电流有效值，A;f一驱动信号频
率，Hz
变压器功率：
（14）
通过分析，式（12）可知，减少上升时间tr的办法是减少R1,但式（13）（14）表明，代价是增大了输由电流有效值和变压器功率；提高频率和驱动电压将导致电流有效值和变压器功率增加。
线路分布参数包括变压器漏感，内阻r,以及导线引起的寄生电感等，随着工作频率提高，分布参数影响逐渐明显。
相对于内阻r,分布电感对动特性影响更为显著，考虑变压
器漏感和线路杂散电感Ls后MOSFE管开通过程的等效电路如图5。
系统时域方程：
（15）
传递函数：
（16）
特征方程：
LsCiss•S2+R1Ciss•s+1=0（17）
特征方程根：
式（18）,对于阶跃输入[5]
（18）
1）时，系统临界振荡。
此时。
（19）
2）时，系统振荡收敛。
此时。
（20）
此时，自然频率：
（21）
阻尼比：
（22）
阻尼角：
（23）
（24）
3）时，系统不振荡。
此时，（25）
理想情况下，Ls=0,系统即退化成图3所示的一阶系统。
试验：
要求设计驱动变压器，变比1:
1,驱动电压12V,开关频率30kHz,MOSFE菅型号IXTK15P,参数：
trr=150ns;
Ciss=7000pF;Qg=240nC3只并联使用，止匕时，Ciss=21000pF。
栅极电路如图2。
电路开通动态分析：
式（6）,时间常数p^R1Ciss=10x21000X10=x10s;式（7）,栅极电压：
-12
-7
式（10）,栅极串联电阻R1电流：
式（11）,电路瞬时功率：
式（12）,上升时间：
tr=r=x10-7s开通瞬态过程（0~1
以s）仿真结果如图6:
驱动变压器设计参数：
式（13）,变压器输由电流有效值：
式（14）,变压器功
率：
P=I,U1=x12=
式（19）,系统临界振荡的变压器漏感：
Ls==x21000X10-12X102=x10-7H=以H
为了说明变压器漏感和线路杂散电感Ls对驱动的动态
过程的影响，针对本设计，根据式（21）-（24）,对不同Ls值进行开通过程（0~5以s）仿真，结果如图7。
当变压器漏感以及分布电感Ls超过临界值时，系统振
荡。
如果Ls过大，一方面会使得上升时间延迟，另一方面,栅-源极间电压超调量过大，可能将会引起MOSFE菅开通过程不稳定，甚至危及管子安全。
因此，期望Ls小些好，所以，尽量减少变压器漏感和引线长度。
驱动变压器功率、电流都很小，在工程设计中，考虑留下余量，应该取大一些磁芯，这样做的另一个好处是，减少了变压器匝数，减少漏感量。
为了进一步减少漏感，初、次级绕组导线并行绕制。
止匕外，考虑到初次级会产生很高的电位差，应保证初次级绕组导线足够的绝缘强度。
设计的驱动变压器：
磁芯PC44EPC13初级匝数26,
次级匝数26,磁感应强度，漏感以H,外形尺寸XX7。
实验表明，驱动变压器工作稳定可靠，损耗低，驱动波形上升沿、下降沿陡峭，无过冲现象，与仿真结果接近，满足设计要求。
驱动变压器输由驱动波形如图8o
4结论
1）驱动电路的任务就是针对MOSFETf开通、关断过程
中的寄生电容进行充放电。
驱动变压器是常用的磁耦元件，起到传输驱动信号和功率的作用；
2）为了加速开通，减少损耗，对驱动电路的基本要求是内阻要小，但代价是增大了驱动变压器输由电流和功率；
3）驱动变压器输由电流和功率还与开关频率和驱动电
压有关，并随着频率提高或电压提高而增大。
4）为了驱动过程快速、稳定、安全可靠，抑制高频振荡,尽量减少变压器漏感和引线长度。
［导读］摘要：
对具有驱动变压器的功率MOSFETf驱动
电路的动态过程进行了分析，推导了驱动变压器设计参数的计算方法，定量分析了变压器漏感和电路杂散电感对开通过程的影响，并通过仿真和试验证了这套计
算方法的正确性。
1引言
作为开关电源的开关器件，功率MOSFETf具有开关速
度快、工作频率高的特点，适用于高频开关电路。
止匕外，在并联使用时，于MOSFE菅具有正温度系数，可以自动均流，无需均流电路，方便扩流，这也是目前其他功率开关器件不可替代的优点［1］。
为了加速开通，减少损耗，对MOSFETf的驱动电路的
基本要求是内阻要小，驱动电压尽量高；为了加速关断，应给输入电容提供低阻放电通道；为了抑制高频振荡，栅极引线尽量短，减少线路分布参数；为了防止静电感应导致栅极电压上升引起误导通，栅极不允许开路，大功率MOSFETf
截止时，栅极最好施加负电压［2］o
MOSFETf的驱动电路有多种形式，可以用TTL电平直接驱动，但更多采用隔离驱动，在驱动信号输由端与MOSFET
管栅极之间用光耦或磁耦实现与主电路电隔离。
驱动变压器是常用的磁耦元件，起到传输驱动信号和功
MOSFET
率的作用。
设计合理的驱动变压器，不仅可以提高管开关性能，而且体积小、重量轻，成本低。
2MOSFE管内部电容与变压器驱动栅极电路内部电容
MOSFETT内部电容，也称极间电容，是栅极、源极、漏极之间的寄生电容。
开关电源最常用N沟道增强型MOSFET
管[3],内部电容分别为：
栅-源极间电容Cgs,栅-漏极间电容Cgd,漏-源极间电容Cds,如图1[1,3]。
与漏-源短路条件下小信号输入电容Ciss的关系：
C
i
ss=Cgs+Cgd
（1）
与栅-源短路条件下小信号输由电容Coss的关系：
C
o
ss=Cds
+Cgd
（2）
与小信号反向转换电容Crss的关系：
Cr
ss=Cgd（3）
驱动电路的任务就是针对MOSFETf开通、关断过程中
的寄生电容进行充放电。
需要说明的是，内部电容并非常数，会随着开通、关断过程中极间电压的变化而变化，使得开通、
关断的动态过程比较复杂[3],但是，对于栅极驱动，主要考虑上升、下降时间内的驱动波形，可以把Ciss看做常数进行分析。
MOSFETT变压器驱动栅极电路
图2为变压器驱动栅极电路，是驱动电路的最后部分。
变压器T1提供驱动信号，经保护二极管D1、栅极串联电阻
R1向栅极输入电容Ciss充电，当栅-源极间电压Vgs大于门限开启电压VTh,MOSFET1导通，进而进入饱和区，完成开通过程；当变压器驱动信号低电平时，三极管Q1导通，栅
极电容的电荷迅速通过R1,Q1构成的闭合回路释放，达到
快速关断的目的。
电阻R3防止栅极开路，稳压管D2限制信
号幅度不能超过栅-源击穿电压，起到保护作用。
3变压器设计与试验
为了简化计算，将变压器视为方波脉冲电压源，MOSFET
管开通过程的等效电路如图3o
开通过程就是零状态响应过程，三要素[4,5]:
初
始于值R
3u>ciss（。
0稳
）态=值0；（（45））>R1
式中，U1—变压器输由电压，V时间常数P暂态过程:
栅极电压：
=（R
1
//R
2
）XCiss
QR
1
C
iss
；（6）
（7）
栅极电流：
R3
（8）
栅极电阻电流：
i1（t）弋0（9）
栅极串联电阻R1电流：
（10）
电路瞬时功率：
上升时间：
tr=r
（
1C
i
s
s
1）
=（12）
忽略三极管Q1饱和导通管压降，MOSFE稽关断过程的等效电路如图4。
关断过程即可看作零输入响应过程，栅极电压U1,主要
元件依然是R1,Ciss
基本是开通的逆过程，因此，变压器输由电流有效值
[4]:
（13）
式中，I—变压器输由电流有效值，A;f一驱动信号频
率，Hz
变压器功率：
（14）
通过分析，式（12）可知，减少上升时间tr的办法是减少R1,但式（13）（14）表明，代价是增大了输由电流有效值和变压器功率；提高频率和驱动电压将导致电流有效值和变压器功率增加。
线路分布参数包括变压器漏感，内阻r,以及导线引起的寄生电感等，随着工作频率提高，分布参数影响逐渐明显。
相对于内阻r,分布电感对动特性影响更为显著，考虑变压
器漏感和线路杂散电感Ls后MOSFE管开通过程的等效电路
如图5。
系统时域方程：
（15）
传递函数：
（16）
特征方程：
LsCiss•S2+R1Ciss•s+1=0（17）
特征方程根：
式（18）,对于阶跃输入[5]
（18）
1）时，系统临界振荡。
此时。
（19）
2）时，系统振荡收敛。
此时。
（20）
此时，自然频率：
（21）
阻尼比：
（22）
阻尼角：
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