电流模式DCDCConverter设计.docx

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电流模式DCDCConverter设计

電流模式DC-DCConverter設計

寧靜

內容標題導覽：

｜何謂電流模式控制｜電流模式控制的優點與理由｜電感電流的檢測方法｜SubHarmonic發振與Slope補償對策｜電流模式DC-DCConverter的電感設計實例｜電感與位相補正電路的設計實例｜結語｜

70年代問世的電流模式控制電源，至今已經超過二十年的歷史，不過有關電流模式控制電源的動作原理與特性仍然不清楚。

雖然部份設計者具備非常豐富的實務經驗，不過電流模式控制電源屬於高難度技巧，因此大部份的入門者都是仰賴摸索甚至視為畏途，然而對設電源設計者而言，最起碼必需對電流模式與電壓模式，兩者的差異具備基本常識，同時能夠判斷主要用途為何。

電流模式控制電源具備以下優點:

‧線性調整（lineregulation）非常優秀。

‧位相補償非常簡單，即使市在電流連續模式與電流非連續模式的境界點，它的動作仍然非常穩定。

‧由於恆時檢測電感（inductor）電流，因此電流模式控制電源具備電流限制功能。

接著本文要探討電流模式（mode）控制電源的結構與優缺點，同時輔以DC-DC轉換器（converter）設計實例作說明。

何謂電流模式控制

電源的性能例如輸入的線性調整、輸入線與負載的變動反應特性，基本上取決於歸返回路（returnloop）的結構。

歸返方式可分為兩種，分別是:

（a）.電流模式控制。

（b）.電壓模式控制。

‧有關電壓模式控制

圖1是電壓模式控制的DC-DCConverter電路實例，由圖可知它是由單一的歸返回路所構成，它的輸出電壓歸返（return）至輸入端（inputside），誤差增幅器可將基準電壓Vref，與分壓後的輸出電壓差分增幅，再將output輸入到脈衝寬變調器（PWM:

PulseWidthModulation），PWM比較器（comparator）可將增幅後的差分成份信號，與內部產生的鋸齒狀信號作比較，並將ondutyDon可變化，最後再輸出（output）PWM信號。

圖1電壓模式控制的DC-DC變頻器基本電路

　‧有關電流模式控制

圖2是電流模式控制的DC-DC轉換器電路實例，由圖可知它是在電壓歸返端追加設置可使電感電流歸返的回路。

在電流模式控制的DC-DCConverter，流入電感的電流與流入PWM比較器可以控制onduty的電流都被當作控制信輸入，換句話說除了輸出電壓之外電感電流也能歸返，是它與電壓模式最主要的結構差異。

圖2的電流模式控制的DC-DCConverter的電感檢測方法有三種，分別是:

（一）.平均電流模式控制。

（二）.固定ON/OFF時間控制。

（三）.峰值（peak）電流模式控制。

圖2電流模式控制的DC-DCConverter基本電路

圖3是平均電流模式控制的DC-DCConverter電路，由於輸入電流與輸入電壓同相，因此它可以有效改善輸入效率。

圖3平均電流模式控制的DC-DCConverter基本電路

　圖4是固定ON/OFF時間控制的電流模式DC-DCConverter電路，由圖可知switching元件Tr1（device）一旦turnon，電感電流IL會大幅增加。

如果歸返後的電感電流比控制信號更大的話，switching元件會在固定時間turnoff，之後switching元件再turnon，結果造成switching頻率產生變化，因此固定頻率式的電流模式控制結構上非常簡潔（simple）。

圖4固定ON/OFF時間控制Type的DC-DCConverter基本電路

　峰值（peak）電流模式控制則是電源電路設計者經常使用的方式。

圖2的switching元件Tr1一旦turnon的話，電感電流IL會大幅增加，如果電感電流IL與控制信號一致時，switching元件Tr1會將固定周期的殘餘期間turnoff。

此外峰值（peak）電流模式控制Converter為獲得優秀的線形調整特性，因此藉由輸入電源內的交流ripple成份，去除聽感頻率帶的噪訊（noise）。

不論是電流連續模式或是電流非連續模式，都具有相同的動作特性，所以即使負載範圍非常寬廣，兩者仍然具備穩定動作的特徵，而且補償電路也很簡單。

電感電流IL值亦即控制電壓，是利用輸出電壓的歸返信號控制，IL的檢測信號則與控制電壓Vc作比較，被檢測的IL直到與Vc相同之前，PWMcomparator的輸出會持續維持「H」亦即Tr1為ON狀態，若IL與Vc相同時就成為「L」，亦即Tr1為OFF狀態。

下個cycle則是從RFflipflop被固定頻率的clock信號源復原（reset）後才開始動作，如此一來IL的峰值就可利用控制電壓獲得正確的控制，由此可知電流模式控制特性是由許多要素構成。

圖5是峰值電流模式控制Converter的小信號動作方塊圖（blockdiagram），該方塊圖分成兩個歸返回路，分別是外側的電壓歸返回路與內側的電流歸返回路（loop）。

電壓歸返回路的輸入就是所謂的基準電壓Vref，基準電壓Vref會與輸出電壓作比較，它的誤差信號會流入補償器，補償器則產生控制電壓Vc輸入到電流歸返回路，電流歸返回路會根據控制電壓Vc決定電感電流IL的大小，而傳達關數F2則隨著DC-DC變頻器的結構改變。

如圖2所示在stepdownConverter的電感電流IL，會流入輸出電容Cout與負載電阻Rload並聯連接形成的合成阻抗（impedance）內，接著被轉換成電壓。

上述的F2就是用來表示它的傳達關數，F2的輸出電壓Vout會被歸返阻抗分壓器（傳達關數為）檢測，不過為了與基準電壓Vref比較因此再度折返。

電流歸返回路的Ti就是所謂的控制電壓Vc，控制電壓Vc會與被檢測的電感電流比較，在某個gain（FM）會控制PWM信號的onduty。

上述PWM信號會被送至可以產生輸出電壓Vout，與電感電流IL的電力增幅段（F1與F2），由於電力增幅段包含switching元件與filter元件，因此電感電流IL通過檢測gain後會折返控制電壓Vc進行比較。

圖5電流模式控制的動作方塊圖

電流模式控制的優點與理由

（一）.具備良好的線形調整（lineregulation）特性

以圖5電流模式控制為例，由於電流歸返回路效應造成的控制信號Vc，與輸出電壓Vout之間的傳達gain，都不會受到輸入電壓Vin的影響，所以線形調整非常優秀；相較之下電壓模式控制的場合，控制信號Vc與輸出電壓Vout之間的傳達，是用輸入電壓的關數表示，由於gain與輸入電壓Vin呈比例，因此線形調整特性並不好。

（二）.位相補償非常簡單

電流模式控制的位相補償電路非常簡單。

如圖2所示電流模式stepdownConverter的場合，由於電力增幅段被當作是流入由輸出電容與負載電阻所構成的並聯電路的電流源，因此電力增幅段的低頻具備pole特性；而電壓模式控制的電感電流未被控制，所以電力增幅段會因filter則具備doublepole。

圖6是電壓模式控制與電流模式控制，從stepdown變頻器控制信號至輸出（亦即電力增幅段）為止的頻率特性。

圖6電流/電壓模式控制的loopgainboard線圖

　電流模式控制的場合，可利用電流歸返與slope補償獲得ωp/2∏pole特性，如此一來高頻時gain會以-20dB/dec衰減並以f0變成0dB。

此外由於輸出電容Cout的等價串聯電阻ESR（RESR）的影響，造成1/（2∏хCoutхRESR）具備零點（zero），而gain特性會再度成為扁平狀（flat）。

在switching頻率fsw一半以上的頻率，PWM變調器與電力增幅段具有-40dB/dec的衰減特性。

若將電流模式控制可使gain變成1的頻率f0設為fsw/2的0.2左右的話，gain超過1以上的頻率，位相的旋轉就無大於900，因此對DC-DC轉換器的補償器而言，必需使誤差增幅器具備適當的直流gain，再用1pole使它衰減，接著插入進相補償專用的zero補償即可。

如圖7所示IC內部只需在transformerconductanceamplifier的輸出端，設置電容器與電阻串聯電路就可進行補償。

7電流模式控制的位相補償電路極易積體化

　電壓模式控制的場合，在

時具有兩個pole，雖然用-40dB/dec可以使gain衰減，不過如此一來位相可能會旋轉1800發振；相較之下利用gain除了能獲得0dB效益之外，並且能以輸出電容的ESR構成的zero點的頻率1/（2∏хCoutхRESR）為境界，始衰減率會回復到-20dB/dec的水準。

（三）.動作特性不仰賴電流連續與電流非連續動作模式

誤差增幅器的補償特性，設計時必需考慮電力增幅段的頻率反應，因為電流連續模式的電感電流為連續性不會變成0；而電流非連續模式switching期間，部份電流惠變成0，進而造成電力增幅段的頻率特性受到影響，換句話說最適當的補償值會隨著採用的動作模式不同出現極大的差異。

以電壓模式控制為例，電力增幅段的特性為電流連續模式時，它會以2polesystem方式動作；電流非連續模式時則以1polesystem方式動作，所以兩者必需有不同的補償電路。

此外電流模式控制的歸返電壓會流入直接負載控制電流，因此不論是電流連續動作模式或是電流非連續動作模式，都是以1polesystem方式動作。

電流模式控制最大優點是，電力增幅段的傳達關數，與電流連續動作模式或是電流非連續動作模式非常類似，換句話說即使載電流大幅變動，Converter的動作只需作電流連續動作模式或是電流非連續動作模式的切換即可，而動作特性本身卻不會有巨大變化之虞。

（四）.不需另外設置電流限制電路

電流模式控制的DC-DCConverter本身就具備電流限制功能，因此不需另外設置電流限制電路。

PWM控制信號的onduty取決於控制電壓，與電感電流的檢測電壓比較結果，因此switching元件的電晶體（transistor）一旦ON的話，檢測電流會增加，當檢測電流與控制電壓相等時，電晶體就變成OFF狀態，直到下個switchingcycle開始為止，也就是說控制電壓本身會限制電感電流的峰值，因此只要設定控制電壓的限度值，就可以限制負載電流。

此外電流歸返回路已經具備可以檢測電感電流的電路，所以不需另外設置電流限制電路。

電感電流的檢測方法

如上所述雖然電流模式控制許多優點，不過若為獲得穩的動作，設計上有幾項要點必需格外謹慎，尤其是電感電流的檢測方法最重要。

如圖8所示電感電流檢測方法共有三種，因此接著探討電感電流的檢測方法。

（一）.電流檢測電阻串聯，插入powerMOSFET的drainside方式

如圖8（a）所示，它是在PowerMOSFET的ON期間檢測流動電流，雖然這種方法的電阻電力損失比圖8（b）型式低，不過PowerMOSFETswitching時，二極體（diode）會產生很大的噪訊（noise），所以無法檢測正確的電流值。

當PowerMOSFET從ON變成OFF，或是從OFF變成ON時，該噪訊會影響printpattern的電感成份與容量成份，由於噪訊會出現在檢測電阻兩端，並使PWM控制信號產生類似「L」的虛假trigger信號，結果造成無法正確調整（regulation）。

（a）利用檢測電阻檢測switch電流

　功率元件（powerdevice）積體電路化內建於IC內部的場合，經常使用上述檢測方式。

圖9所示switching元件一旦ON的話，switchingcycle開始時，點（A）會出現噪訊spike，它的寬度大約是100ns，而且輸入電壓越高或是負載越多時，到穩定所需的時間越長。

消除噪訊最簡單的方法是在電流檢測增幅器設置短時間的熄滅時間（blankingtime），藉此方式忽視該期間的信號。

低熄滅時間低電流電壓regulation的場合，熄滅時間大約是數十ns；高電流高電壓regulation的場合則為數百ns。

必需注意的是設定熄滅時間時有所謂的最小onduty限制，亦即switching元件只能在熄滅時間內作on動作，不過頻率若超過1MHz時就可以忽略上述得影響。

利用1MHz的switching頻率，將12V轉換成3.3V的電源PWM控制信號的onduty，大約是27.5%相當於3.3/12左右，這就是的switching期間變成所謂的ON，不過圖9的（A）點產生的噪訊，隨著Vin與負載電流的增加，switching元件必需ON的時間，可能會發生比275ns更長的持續維持時間，發生這種情況時電電控制回路就無法獲得正確的檢測資料，最後導致Converter無法使輸出電壓穩定化等後果，換句話說利用熄滅時間決定PWM控制信號的onduty，同時要求縮短onduty時，就無法使輸出電壓穩定化，直到過電壓檢測電路開始動作之前，輸出電壓會持續上升。

（二）.電感後面插入電流檢測電阻方式

圖8（b）的電路與圖8（b）的currenttransformer一樣，可以正確檢測電感電流值，由於這種方式的檢測電阻極易取得，因此電感可以使用一般標準品。

此外它可以忽視噪訊所以無熄滅時間之外，而且還可以縮短最小onduty。

這種方式的缺點是全負載電流流入電阻的效率會降低。

希望利用最大效率作regulation時，如果採用不需要檢測電阻而且低onduty亦可動作的電流模式，則是最smart的決定。

（b）利用檢測電阻檢測電感電流

　 （三）.使用CurrentTransformer方式

如圖8（c）所示，從CurrentTransformer的輸出可以獲得與電感電流呈比例性的電壓。

CurrentTransformer方式可正確檢測電流值，它是在電感的core纏繞新卷線構成CurrentTransformer，最大缺點是成本偏高而且零件不易取得。

圖8電感電流的檢測方法

圖9PowerMOSFET的drain端的電感電流噪訊重疊

SubHarmonic發振與Slope補償對策

‧slope補償

電流模式控制的DC-DC轉換器的onduty超過50%時，電感電流會以基本波的頻率發振，這種現象稱為半調波（SubHarmonic）發振。

如圖2所示峰值電流模式控制的DC-DC轉換器，必需設置slope補償電路作對策。

由於半調波發振是負載發生變動所造成，因此接著要探討負載發生變動後，電感電流產生紛亂的動作機制。

假設圖10的t0的負載電流增加，電感電流從平均值（圖中的實線）變成onestep增加狀態，發生變動的switching期間（t0），電感電流的ΔI1部份發生變化，最初的變動會根據以下關係傳播至各cycle。

　此處S表示slope（亦即電流曲線），單位是V/s。

如果（Soff-Se）/（Son+Se）項次大於1時，電感電流會發散產生半調波發振現象。

Se是slope補償電路的輸出信號電流曲線（參考圖2），而slope補償電路是onduty超過50%時，所有峰值電流模式的DC-DC轉換器必備的電路。

由於Se變大時（Soff-Se）/（Son+Se）項次會收斂，因此半調波（SubHarmonic）就會停止發振。

一般而言slope補償電路的設計，通常是以適當的電感值內建於IC內部。

圖10電流模式控制的電感電流紛亂傳播至下個switchingcycle

‧發振的組成

圖11與圖12分別是半調波未發振與發振時，回路特性以及流入電感的電流波形。

由圖5的Ti可知電感電流一旦發散的話，電流歸返回路會變得很不穩定，switching波形則產生脈衝寬相異的jitter，該發振狀態會以1/2的switching頻率共振，此時可用外部電壓歸返回路觀測。

由圖11與圖12可以清楚觀測發振狀態時，1/2的switching頻率的兩側具有兩pair關係的pole。

圖11subharmonic未發振時loopgain特性與電感內的電流波形

圖12subharmonic發振時loopgain特性與電感內的電流波形

‧顯示發振裕度的Q值

上述2polesystem共振容易性可用品質要因（qualityfactor）「Q」表示，換句話說Q值可以顯示DC-DCConverter是否會陷入半調波發振不穩定範圍。

為避免半調波產生發振現象，因此必需使用用來選擇必要slope補償值與電感值的變數（parameter）。

上述Q值可利用下式求得:

由以上公式可知Q值越高越容易產生半調波發振現象，Q值變低時pole可用實數軸分成兩個。

根據經驗顯示為避免半調波發振，Q值必需低於2以下。

由於上述兩pole是以低於控制回路的頻寬（bandwidth），基於避免兩pole相互作用等考量，因此通常Q值會使大於0.1～0.2以上。

電流模式DC-DCConverter的電感設計實例

‧避免半調波發振的電感設計

圖13是stepdownDC-DC轉換器的電感（inductor）設計圖；圖14是LM3477內部的方塊圖。

轉換器的電源設計規格如下:

以大信號動作觀點而言，如果使用電感內的最大直流電的30%，理論上就能獲得ripple電流的peaktopeak效果，上述是選擇電感時常用手段，小信號解析度的場合，就必需設定成0.1~0.2≤Q≤2.0，等兩rule是選用電感必需考慮的事項，值得一提的是Q會對小信號時的電感值Lss賦與限制。

若將式（3）代入式

（2），Q的最大值Qmax與Qmin可用下式表示:

成為1.4µH≤Lss≤12µH。

也就是說基於良好的小信號動作的考量，電感值必需在此範圍內選擇，相較之下大信號LIS的設計guideline如下所示:

ILAVE（max）:

電感內的平均電流最大值。

由於LIS成為Lss範圍內的值，因此此處決定採用8.8µH作為L的電感值。

圖13LM3477構成的電流模式控制stepdownconverter

圖14電流模式控制的DC-DC轉換器LM3477內部方塊圖

　‧可以提高電感設計自由度的控制IC

如果大信號電感值LIS超過小信號電感值LSS時，根據式（4）可知，LSS是Vout，RSEN，Don，FSW，VSL，Q的關數。

雖然Vout，RSEN，Don，Q是根據設計規格決定的變數（parameter），不過必需注意的是其中只有是IC廠商設定的內部slope補償值，因此設計上必需要求IC廠商設定值正確的VSL，使電感能有適當的應用範圍（range）。

上述LM3477是以一個電阻調整內部既定slope補償值的電流模式控制器（controller），由於slope補償值Se被當作既定值內建於LM3477IC內部，因此電感的選擇比較容易。

可能引發subharmonic發振的場合，可增加補償slopeSe作對策，slope調整用電阻RSL（Ω）與補償slopeSe（V/µS）之間具有下列關係:

電感與位相補正電路的設計實例

最後要介紹由LM3477構成的電流模式控制DC-DCConverter位相補償電路設計實例，圖13是設計後的定數。

設計規格如下:

‧的Inductance

根據式（4）可知，小信號時獲得良好動作的電感值範圍，可用下式求得:

也就是說基於良好的大信號動作的考量，最差的情況（worstcase）如果將最大輸出電流的30%，設成可使ripple電流變成peaktopeak的話，根據式（5）可知:

由該4.4µH偏離小號動作時的穩定動作保證範圍，而且peaktopeak的ripple電流比最大輸出電流的30%更大，因此最後決定選用3µH作為L的電感值。

‧位相補正電路Rc與Cc的設計

電流模式的優點是由於輸出電容與負載電阻構成的並聯電路，pole會集中在低頻範圍內，因此只需將一個NewtWork，與誤差增幅器的輸出端連接就可獲得補償。

為製作已經過穩定化的歸返回路，因此必需用1pole使該回路具備的衰減特性。

如圖15所示它是利用誤差增幅器的0補正特性，消除輸出電容與負載電阻造成的pole，同時藉由誤差增幅器的補償gain，達成band寬度設定的目的。

位相補正電路Rc可利用下式求得:

圖15利用誤差增幅器的0補正，消除輸出電容與負載電阻造成的pole

在中間頻率的補償gain，可利用誤差增幅器與它的輸出阻抗（impedance）設定。

由於LM3477使用transformerconductance增幅器，因此它的gainAcomp是用下式表示:

　根據式（11）可知，中高頻時gain會降至gmRc以下，為獲得目標的頻寬必需設定gmRc，電力增幅段的頻率特性超過pole時，會以-20dB/dec.的速率衰減。

大約是switching頻率的1/10比較適宜，此處假設設定為40kHz，根據式（7）計算可獲得以下結果:

 如此就可以完成補償電路的設計。

結語

電流模式控制的轉換器必需增加設置各種電路，因此設計上顯得比較複雜，不過電流模式控制的優點卻大於缺點（demerit），尤其是輸入電壓範圍很大的系統例如PC、高頻通訊設備，或是要求低輸出變動的系統，電流模式控制具備的線形調整特性就可獲得充分的發揮。

此外利用補償設定的過渡反應overshot、link時間、穩定性，不論是連續模式或是非連續模式，兩者的性能幾乎完全相同。

相較之下電壓模式控制的轉換器為維持連續模式，必需設置很大的磁氣電路。

電流模式控制的另一項優點是它使用結構簡單的polezero，加上IC化的電路使得元件的使用數量大幅減少，同時還可以降低電容器的容量與外形體積，輸出電容對ESR無特別的要求。

整體而言由於電流模式控制的轉換器具備以上各種特徵，使得電流模式控制轉換器的所有控制電路可以內建於IC內部，regulator因而獲得更大的設計自由度。