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育婴须知
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2005-12-25
初版发行
1.
PWM转换器的控制
1.1.概述
PWM转换器是一种使用IGBT将交流功率转换为直流功率的功率转换系统。
PWM转换器的特性包括：
✓与二极管电桥相比，IGBT与每个二极管进行并联且方向相反。
它将交流功率转换为直流功率。
✓直流输出电压的增长大于交流输入电压振幅。
✓即使交流电路中存在电抗，功率系数仍可控制在1.0。
✓甚至当交流电源和/或直流负载发生变化时，直流输出电压可控制为常量。
单相交流电源通常用于机动车辆，提议的EL也有应用单相PWM转换器。
对照简单的二极管整流器，PWM转换器的运行如下所述。
1.2.带有整流器的交流功率与直流功率间转换
图1.2.1对比了带有PWM转换器的交流到直流功率转换基本电路和带有二极管整流器的基本电路。
即使使用PWM转换器，在IGBT的门控制打开之前，电路的功能与二极管整流器的功能相同，因为所有的IGBT都是关闭的。
图1.2.1交流到直流功率转换电路
带有整流器的功率转换取决于交流电源。
如果在图1.2.2中的电路中没有电抗元件，单个二极管会变得导电，而阳极和阴极间会施加正向电压。
每个二极管在如下交流电源电压之下会变得导电。
图1.2.2整流器运行
在电源电压为正的半周期内，电流i1流过负载；在电源电压为负的半周期内，电流i2流过负载。
这时，施加在负载上的电压VD为全波整流了的直流电。
通常，因为电路包括主变压器和电机等电抗元件和滤波电容器等电容元件，交流电源的功率系数不能为1.0。
另外，如图1.2.2所示，通过整流器获得的直流电压VD不可能大于电源电压。
1.3.带有PWM转换器的交流功率与直流功率间转换
如前所述，PWM转换器可将交流功率转换为直流功率。
交流功率系数控制为1.0，输出直流电压高于交流输入。
PWM转换器电路的运行如下所述。
1.3.1.功率系数控制
图1.3.1显示了PWM转换器的基本电路图及交流部分中单个电压和电流矢量的关系。
图1.3.1PWM转换器矢量
要将主变压器初级侧的功率系数控制在1.0，PWM转换器控制交流电流Is与主变压器的二次电压Vs同相。
因为控制Is与Vs同相，施加在输入电路的电抗Ls上的电压VLs（=Vs-Vc）是一个非常重要的系数。
相角为VLs后90度。
Is的振幅取决于VLs的高度和Ls的电感。
转换器电路的运行如交流电压电源，将过滤电容器的直流功率转换为交流功率并供应给输入端。
如此控制转换器输入电压Vc，这样Is变得与主变压器的二次电压Vs同相。
1.3.2.
步进断路器
造成PWM转换器的直流输出电压变得高于交流电压的振幅的原因如下所述，以步进断路器的运行为例。
如图1.3.2所示，当在交流电源电压为正的半周期中IGBTQV变得导电时，通过主变压器的内电感Ls将交流电源短路，磁性能量积累在Ls中。
在这样的条件下关闭IGBT时，积累在Ls中的磁性能量象电流一样流入直流电路的过滤电容器中，直流电压Vd增加。
IGBT重复这些运行，这样直流电压增加超过交流电压的振幅。
图1.3.2步进断路器的原理
1.3.3.PWM转换器的开关定时
为控制交流电流与电源电压同相并控制直流电压不变，PWM转换器，如变压变频逆变器，控制IGBT的适当定时开/关。
图1.3.3显示了单相PWM转换器电路的9脉冲模式中的开关定时。
图1.3.3PWM转换器开关定时
如图1.3.3所示，PWM转换器的运行包括4个周期，即
I.交流输入电流Is只增周期
II.交流输入电流Is增减受控周期
III.电源电压为负但转换器运行同I的周期
IV.电源电压为负但转换器运行同II的周期
以上每个周期可分为宏观时间模式1至4和1’至4’，这些模式中的交流电路运行路线如图1.3.5。
图1.3.4PWM转换器的运行模式
周期I
在模式1至4中，电源电压Vs为正，已调波为负。
[模式I-1]
本模式中，当直流电压Vd高于交流电压，放电电流通过IGBT-QV和QX从过滤电容器FC流至交流电源。
因此，交变电流Is高速增加。
[模式I-2]
本模式中，交流电源通过IGBT-QV和飞轮二极管FDU被短路。
此时，转换器输入电压Vc在极性上与交流电源电压相反，但交变电流由于使电流继续流动的电抗Ls的反应而增加。
然而，与上述模式I-1相比，交变电流的增加速率很低。
[模式I-3]
本模式是模式I-1的重复。
本模式中，产生电并将其返回至交流电路。
由于来自FC的放电电流，交变电流的增加速率很高。
[模式I-4]
如同在模式I-2，本模式中交流电源被短路，交变电流增加。
本模式与模式I-2的不同在于IGBT-QA传导至FDY。
周期II
本周期中，调制波的极性逆转为负，转换器输入电压与电源电压极性相同。
[模式II-1’]
由于交流电源通过IGBT-QV和FDU被短路，交变电流增加。
从而，积累在交流电路中电抗的磁性能量增加。
[模式II-2’]
IGBT-QV关闭流经IGBT-QV的交流短路电流。
从而，在交流电路的电抗Ls中感应产生电压以防止电流降低，积累在Ls中的磁性能量通过FDU和FDY给直流电路的过滤电容器FC充电（升压）。
在该情况下，根据从Ls中释放的磁性能量的运动情况，交变电流被降低。
因此，由于Ls的升压作用，很可能直流电压Vd会高于交流电压Vs的振幅。
[模式II-3’]
如同在模式II-1’，本模式中交流电源通过IGBT-QX和FDY被短路，交变电流增加。
[模式II-4’]
本模式中，重复模式II-2’的运行。
通过重复这些模式，PWM转换器可使交变电流的波形为正弦曲线，可升压直流电压，使其高于交流电压，并可将功率系数控制为1.0。
2.
变压变频逆变器的控制
2.1.感应电动机的控制系统
2.1.1.概述
如果是直流电动机，基本上是通过电压控制和磁场控制来控制速度；如果是感应电动机，需要适当控制很多系数（电动机终端电压，电流，电源频率和转差频率）。
在本节会叙述它们的基本控制方法。
2.1.2.感应电动机的扭矩特点
图2.1.1通过图2.1.3说明了当电动机电压、电流、频率和滑差系数改变时速度和扭矩如何改变。
图2.1.1显示了当保持电压为常量而只改变频率时的特性。
当只改变频率时，扭矩按1/f2的比例降低。
图2.1.1速度-扭矩特性（只改变频率时）
.图2.1.2显示了当保持频率为常量而只改变电压时的特性。
当只改变电压时，扭矩按V2的比例增加，但速度不增加。
图2.1.2速度-扭矩特性（只改变电压时）
图2.1.3显示了当保持电压-频率比为常量而改变电压和频率时的特性。
可在保持扭矩为常量的同时通过改变电压和频率改变速度，这样V/f就变成常量了。
图2.1.3速度-扭矩特性（V/f为常量）
2.1.3.基本控制方法
利用上述感应电动机特性，可使驱动电动机车的感应电动机拥有与常规直流电动机相同的速度-牵引力特性，如图2.1.4所示。
图2.1.4速度—牵引力特性
如果使用感应电动机所产生扭矩的基本特性表达式，图2.1.4中所示特性就容易理解了。
基本特性表达式如下：
由于机车需要更大的牵引力，只有区域A和B适用于所提议的机车。
区域A中，应根据火车速度降低扭矩要求，以获得更高的附着特性。
每个区域的详细扭矩特性如下所示：
（a）常量扭矩区域
要使扭矩为常量，公式①需为常量。
因此，需要将电动机电流“I”和磁通量“φ”控制在常量水平，但因为电动机电流“I”与磁通量“φ”和滑差频率“fs”成比例，逆变器只需要将磁通量“φ”和滑差频率“fs”控制在常规水平。
要使为磁通量“φ”常量，根据公式②，需要将电动机终端电压“V”与频率“f”之比控制在常量水平。
因此，要使扭矩为常量，如公式④所示，需要将“V/f”和滑差频率“fs”控制在常规水平。
要增加速度，需要提高逆变器频率“f”。
然而，要保持常量输出扭矩，需要以与逆变器频率“f”相同的速率增加电动机终端电压“V”，这样磁通量“φ”变为常量。
同时，需要将滑差系数控制在常量水平，这样电动机电流“I”变为常量。
即，
（b）常量功率区域
这是一个电动机终端电压在常量扭矩区域中达到最大水平后从更大范围获得大牵引力“扭矩”的区域。
电动机终端电压“V”在常量扭矩区域中达到最大水平后，由于电压“V”在该最大水平变为常量，随着速度增加，“V/f”与逆变器频率“f”成反比降低。
因此，如公式②所示，磁通量“φ”与频率“f”成反比减少，电动机电流“I”也降低。
此时，为尽可能减小扭矩下降，需要进行控制，这样电流降低量“I”变小，即滑差频率增加。
要使由于减少的磁通量“φ”造成的扭矩减少变小，滑差频率fs与逆变器频率“f”成正比增加，这样可将电动机电流“I”控制在常量水平。
（c）特性区域
由于滑差频率的使用范围有限制，滑差系数在达到一定水平后保持为常量。
在本区域，因为只增加逆变器频率“f”，特性曲线变为如图2.1.1所示。
2.2.逆变器运行原理
2.2.1.感应电动机和变压变频逆变器
以前，感应电动机用于工业领域中定速。
为通过充分利用其优势（见注）将感应电动机应用于机动车辆，需要进行宽量程速度控制和扭矩控制。
为此，开发了变压变频逆变器，可自由改变输出电压和输出频率从而能够控制感应电动机的转速。
注：
由于结构简单、紧凑、重量轻，且不存在造成跳火的换向器，故障灵敏度更小，容易保养。
2.2.2.逆变器的结构和运行
直流功率如何转换为交流功率（逆变器运行）如下所述，以单相逆变器为例。
图2.2.1逆变器运行原理
图2.2.1（a）显示了打开开关A和D的条件，而图2.2.1（b）显示了打开开关B和C的条件。
通过这个电路使用直流电源，运行这些开关能够逆转施加在负荷上的电压。
即，通过重复这些开关运行，可在负荷上施加交流电压。
这就是直流-交流转换的基本原理。
图2.2.2显示了一个三相逆变器的运行。
使用了半导体元件，代替上图2.2.1中使用的开关。
通过根据下表中的定时模式1至6组合开/关这些元件，可得到包含对应U,V及W相的EV和0V的矩形波。
于是，取U与V之间、V与W之间和W与U之间的电压为每两个相之间的差。
因此，可得到120°相差的三相交流电压。
图2.2.3显示了图2.2.2中60°至120°区间、180°至240°区间和300°至360°区间内单个相电流的流径。
这里Zu,Zv和Zw视为纯电阻。
图2.2.2三相逆变器的基本电路和运行模式
图2.2.3逆变器的基本运行
2.2.3.IGBT的开关定时
要获得将在以下进行解释的PWM（脉冲宽度调制）控制，变压变频逆变器适当地控制定时，以接通/关闭开关元件。
通过对比载波和正弦波（已调波）来确定开关定时，正弦波与逆变器输出电压的基本波元件同步。
图2.2.4显示了一个样本开关定时。
图2.2.4开关定时
2.2.4.
PWM（脉冲宽度调制）控制
作为增加/减少逆变器输入电压的手段，采用控制平均电压的方法。
该方法打开/关闭开关元件以将常量电压切为片段从而改变平均电压。
因此，该方法称为“PWM控制”。
PWM是脉冲宽度调制的缩写。
如图2.2.5所示，一个有着常量波高的电压被分成长条部分，通过改变这些长条部分的宽度，能够控制平均电压。
图2.2.5PWM的原理
要控制逆变器输出频率，改变单位时间内的开关频率。
即，改变IGBT或其他开关元件的开关频率。
图2.2.6显示了在保持开关元件打开时间不变的同时改变其开关频率时的样本逆变器输出波。
图2.2.6输出频率的控制
2.2.5.脉冲模式
变压变频逆变器通过开关常量电压电路输出矩形波电压。
因此，逆变器输出电压拥有包含高次谐波的正弦波形。
一方面，可通过提高开关频率使输出电压接近正弦波，另一方面，由于元件的开关损失和冷却系统特性，开关频率有限制。
因为用于驱动机动车辆的变压变频逆变器需要宽频带的输出频率，在每个速度区域中选择最合适的开关方法（脉冲模式）：
在低速区域选择异步脉冲模式；在中速到高速区域选择同步脉冲模式。
2.2.6.
异步脉冲模式和同步脉冲模式间的差异
[同步脉冲模式]
✓载波的零交叉点与已调波的零交叉点重合（下图中的"a"和"b"）。
✓载波在已调波一个周期内的波循环数目对于脉冲模式来说是个固定的整数。
✓脉冲模式相同时，开关频率改变为与逆变器频率相同。
✓载波频率用以下等式进行描述。
fc=Np*finv
finv:
已调波频率fc:
载波频率Np:
脉冲模式
[异步脉冲模式]
✓载波的零交叉点与已调波的零交叉点无关。
✓载波在已调波一个周期内的波循环数目随已调波的频率变化。
✓即使逆变器频率有所改变，开关频率也不会发生变化。
图2.2.7同步脉冲模式和异步脉冲模式
2.2.7.
逆变器输出电压与脉冲模式
图2.2.8显示了逆变器输出电压和脉冲模式之间的关系。
在中速到低速区域内，使用同步PWM模式通过对比电压输出需求和载波的三角波实行PWM控制。
在逆变器输出电压变为最大的高速区域，使用1脉冲模式。
此外，为了在这些模式中顺利改变输出电压波，在异步PWM模式与1脉冲模式之间使用了过调制PWM模式。
图2.2.9显示了每个脉冲模式中的输出电压波。
图2.2.8脉冲模式
图2.2.9每个脉冲模式中的输出电压波
2.3.变压变频转换器的矢量控制
2.3.1.概述
本机动车辆采用矢量控制作为感应电动机的控制系统。
与按照惯例用于机动车辆驱动控制系统的转差频率控制相比，矢量控制能够迅速将感应电动机的输出扭矩控制在目标值，提高了对滑动和刹车等瞬时现象的反应。
2.3.2.矢量控制的原理
矢量控制展示了绝佳的瞬时特性，能够迅速控制感应电动机的输出扭矩。
众所周知，另行激活的直流电动机有着极好的瞬时扭矩特性。
矢量控制能够获得与感应电动机相同或更高的扭矩控制性能。
有了按照惯例用于驱动机动车辆的感应电动机控制系统的"转差频率"，根据扭矩要求（槽口要求）的变化改变滑差频率和逆变器输出电压的量值。
另一方面，有了"转差频率型矢量控制"，在滑差频率和逆变器输出电压的量值改变的同时，电压相也瞬时改变。
这就导致了与常规方法相比非常快的扭矩反应。
（1）矢量控制框图
有了矢量控制，为输出需要的扭矩，分别控制通过分解电动机电流而获得的扭矩电流矢量Iq和通量电流矢量Id。
Iq和Id相交成直角，并对应直流电动机的电动机电流和磁通量。
图2.3.1显示了矢量控制的框图。
图2.3.1矢量控制框图
（2）控制要素
对于矢量控制，要控制物理要素，或扭矩和磁通量，需要转换为电学要素。
该电学要素为磁通量电流Id、扭矩电流Iq和滑差频率fs。
扭矩、磁通量和电动机常量的关系如下：
式中Id*:
磁通量电流要求Iq*:
扭矩电流要求
fs:
滑差频率φ*:
磁通量要求
L2:
次级线圈漏感抗M:
互电感
R2:
次级线圈电阻
（3）输出要求
为输出需要的扭矩，变压变频逆变器最终控制输出电压V1及其相。
图2.3.2显示了感应电动机的对等电路和用用于矢量控制的电压矢量。
图2.3.2感应电动机的对等电路和电压矢量
这里是漏泄系数，表示如下：
如何控制逆变器输出电压以使输出扭矩加倍如下所述，以"1脉冲模式"为例。
当不改变感应电压E0而只使扭矩电流Iq加倍时，将使输出扭矩加倍。
要只使Iq加倍，就使滑差s加倍。
因此，通过图2.3.3中的矢量来表现逆变器输出电压V1的值和相的控制。
图2.3.3输出电压控制
因而，要控制感应电动机的输出扭矩，变压变频逆变器的矢量控制通过控制输出电压及其相直接控制磁通量φ和扭矩电流。
2.3.3.与常规滑差频率控制的差异
当通过矢量控制或滑差频率控制将感应电动机的输出电压减少至1/2时逆变器输出电压、感应电动机的感应电压等之间的关系分别如图2.3.4（a）和（b）所示。
在这两种情况下，逆变器频率最终设定在将输出扭矩减少至1/2的滑差频率。
矢量控制的特征是逆变器输出电压的量值和相同时发生变化。
从逆变器流进感应电动机的电流I1由初级线圈阻抗终端电压VL1和与逆变器输出电压有关的感应电压E0之间的矢量关系决定，如图2.3.3中的感应电动机对等电路所示。
在图2.3.3中，Id为激活感应电动机主线圈的磁通量电流，Iq为扭矩电流。
在矢量控制情况下，如图2.3.4所示，通过在保持E0不变的同时瞬时改变逆变器输出电压的量值和相，可迅速仅将扭矩电流Iq减至1/2而不改变磁通量电流Id。
因为感应电动机的输出扭矩与磁通量Id和扭矩电流Iq的乘积成正比，且磁通量电流Id控制在常量水平，随着扭矩电流Iq的改变，输出扭矩迅速改变。
另一方面，在常规滑差频率控制情况下，逆变器输出电压的量值和相不变，而不是滑差频率，即频率本身发生改变。
因此，感应电压E0改变，从逆变器流入感应电动机的电流I1只能在本变化后发生改变。
因为感应电压E0的变化由感应电动机主磁通量的变化产生，所以反应非常慢。
为此，不能提高电流控制的反应速度。
换言之，有了矢量控制，电流通过对应图2.3.3中相等漏电感L1的时间常量进行改变，而有了滑差控制，电流通过对应互感aM的时间常量进行改变。
使用用于驱动机动车辆的通用感应电动机的常量，对于矢量控制，时间常量变为约10ms，对于滑差频率控制，时间常量变为100ms或更多。
即，它们之间的反应速度相差10倍或更多。
逆变器电压矢量
电动机感应电压
逆变器电压矢量
电动机感应电压
电动机感应电压
逆变器电压矢量
相差
电动机感应电压
磁通量电流也发生变化
扭矩电流减至1/2
扭矩电流
磁通量电流
磁通量电流保持恒定
扭矩电流减至1/2
相差
感应电压
逆变器电压
感应电压的相接近逆变器电压的相。
减半输出扭矩
相差
感应电压
相差
逆变器电压矢量
常规（滑差频率）控制
矢量控制
磁通量电流
扭矩电流
逆变器电压
瞬时改变逆变器的量值和相
减半输出扭矩
图2.3.4滑差频率控制和矢量控制之间的差异
2.3.4.1脉冲模式中的控制
用于机动车辆的逆变器由于地板下空间有限而需要结构紧凑、重量轻，以适应倒相器有足够能力驱动机动车辆。
为此，在中速至高速区域中使用我们所说的"1脉冲控制"，它能够将开关损失最小化，将输出电压最大化。
在"1脉冲控制"模式中，因为每个逆变器臂以108度的间隔重复开-关操作，理论上说，最大电压能够相对着输入电压输出，但电压控制功能丧失了。
图2.3.5显示了1脉冲矢量控制的样本系统配置。
严格地说，1脉冲控制不能进行矢量控制。
这是因为在矢量控制能够通过瞬时改变逆变器电压的量值和相来迅速控制扭矩的同时，1脉冲控制不能改变电压的量值（振幅）。
然而，可通过1脉冲控制瞬时改变相。
利用迅速改变相这一特征，可瞬时改变扭矩电流，如图2.3.4所示。
但此时，因为本来必须变化的电压量值为固定值，所以从要求值转移输出扭矩。
是图2.3.5中的磁通量补偿装置预示了该转移，修正了磁通量要求，这样，输出扭矩与要求值一致。
通过这个特征，即使扭矩要求迅速改变，也可得到高速输出扭矩反应（反应时间常量：
约10ms）。
图2.3.51脉冲矢量模式系统配置
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