CCFL的设计挑战.docx

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CCFL的设计挑战

CCFL的设计挑战

因行动计算机和笔记型计算机的激增，让显示器的需求不断成长。

高分辨率和高对比是执行新一代绘图程序的基本要求，但也增加了显示器在性能、大小和效能上的冲突。

具有阴极冷光功能的LCD最能满足这样的设计需求，然而传统的技术需要冷光灯和高电压交流电供应，这仍然造成电池电力不足的主因。

阴极冷光灯（CCFL）需要1至2KV来激活（fire），此动作国内厂商俗称为「点灯」。

因为波形驱动（wavedrive）最好能降低RF的干扰和提高冷光灯的效率，转换器对于效率和体积大小的要求是非常严苛的。

这些严苛的条件，需要一个高效率的转换电路和最佳化的电路整合技术才能满足。

零电压交换谐振电路利用充电的寄生电容达到高电压，可以降低功率损失，提高效率。

这种电路架构可以利用离散电路来控制。

最常见的方式是修改Royer振荡器来提供ZVS运作。

当这方法第一次被发现是很好的解决方案，并被广泛地使用时，却受到一些限制。

高电压DC转换到AC只是LCD的部份需求，此外，平均输出的电流必须能用来控制冷光灯的强度，而且LCD需要一个可编程的低电压，用来调整对比的效果。

这些额外的电路，不管是使用离散电路或多颗芯片来实现，都将造成组件数量的增加，严重影响LCD的体积大小和可靠度。

同步（synchronization）的要求也同样希望能去除「成拍频率（beatfrequency）」的影响，例如：

冷光灯强度的调变（modulation），这将使电路设计更加复杂。

成拍频率的意义是：

当两不同频率讯号混合时，会产生另两种不同频率，分别为原两频率的和与差。

例如在一式中：

cosAcosB=cos（A+B）+cos（A-B）／2，原讯号为A与B，生成成拍讯号为A+B与A-B。

整合是减少电路的复杂度和体积大小的最好方法。

阴极冷光灯的特性

对转换器而言，CCFL代表的是一个高非线性负载，如图一所示。

一开始当冷光灯是冷却的时候（在一段没有运转的时间内），激活冷光灯的电压是一般的三倍。

冷光灯在图一中的特征是，激活电压为1600伏特，一般运作的平均电压是300伏特。

请注意，冷光灯在一开始时是正电阻，然后转换为负电阻在1mA之上。

这些特性表示它具有高输出阻抗（电流源），能抑制负的负载电阻效应，且在激活冷光灯时可以限制电流。

因为ZVS转换器有一个低输出阻抗，所以必须加入一个额外的「无损失（loseless）」串联阻抗，例如：

一

个耦合电容。

图一：

阴极冷光灯的电流是电压函数。

纵坐标:

2mA/div.横坐标:

200V/div

在图二中，对CCFL的等效电路做分析。

VFL是冷光灯在一般操作下的平均电压。

冷光灯的阻抗（RFL）是一个复函数，但在固定电压时，可被视为一个固定的负电阻。

杂散电容和互连电容结合在一起成为CFL。

图二：

CCFL的等效电路

ZVS谐振转换器电路

在图三中，推挽式电流型转换器在它的谐振频率上被驱动，以提供ZVS作业。

推挽输出的MOSFETS（Q1和Q2）各在50﹪的工作周期内，被交替驱动。

当V1和V2通过零产生谐振时，电压交替即发生，因此能确保零电压切换。

这几乎消除了因充电的MOSFETS输出和离散电容所引起的切换损失，并藉由减少闸电荷降低闸极驱动电压的损失。

图三：

推挽式电流型ZVS谐振转换器

在推挽单元（stage），电流是透过一个切换式降压转换器（buckregulator）Q3提供。

控制电路强迫令横跨于电流感测电阻（R8+R5）与整流器D2上的平均电压等于一个参考电压。

R8可以改变电流和冷光灯的亮度。

D2所引起的非线性效应是很轻微的，因为RS可针对某一特定的亮度做调整，和实际的电流准位无关。

缠绕的电感，LR和CR，结合产生的有效电容C7，和感应产生的次要电容形成「谐振并联电路」或「谐振槽（resonanttank）」。

变压器的次级代表一个对称的正弦波，电压变化从大约300V到最大1500V。

C6电容提供稳定电流和确保转换器只须面对正阻抗的负载。

波形分析

仿真的转换器电压和电流波形呈现在图四中。

在时间轴t0上，主要电流（I1&I2）已经达到它的最高值，推挽泄极电压（V1&V2）已经谐振至零。

主要电压（V3）也同样谐振至零，透过控制电路，切换Q1关闭，而Q2开启。

储存在LR的功率也同样是在它的最高点。

这功率在t0到t1这段时间内，从LR转换到有效谐振电容CR，导致CR的电压增加。

图四：

转换器的电压和电流波形

在t1的时间点上，LR的功率已经转换到CR，结果零电流通过LR，最大电压存在CR中。

从t1到t2的这段时间里，功率从CR转回到LR，当LR的电流增加时，CR的电压下降了。

谐振电流在时间t2通过LR，其绝对值等于它在t0时的大小，但极性相反。

当MOSFET开启时，由于感应的负载电流的流动，可以察觉到电流振幅会稍微不对称。

在V1，V2和V3的电压已经谐振至零，导致控制电路将Q2切换成关闭，Q1为开启。

在t2到t4相隔的时间内，波形周期仍然对称地进行着，最后产生完整的正弦曲线的电压和电流波形。

简化的转换器模型

图五是转换器模型，也是一个1/2周期简易分析的等效电路，反映变压器主级的全部阻抗，省略变压器。

变压器主级通过推挽单元发展出来的差动电压（V1-V2）的振幅大小比中心点（center-tap）处的V3大两倍。

这表示出C7是透过变压器主级和次级线圈的缠绕数目比率（turnsratio）的平方，将功率转换为V3，结果V3可以得到4*（C7）的值。

次级线圈的电容也是由缠绕数比率（n）的平方决定的，因为缠绕数比率一般都很大，所以感应电容是不能忽视的。

切换式降压单元是在连续电流模式下运作，而且和推挽单元同步。

图五：

简化的转换器模型

冷光灯的电流和冷光灯的强度成正比，而且被当成回馈变量。

切换式降压电流（I）是一个响应变量，它会回头调节变压器主级的平均推挽电压。

耦合电容的高阻抗将变压器次级的电压转换成冷光灯的电流。

控制方程式

变量摘要:

CR=有效谐振并联电容

CW=次级的线圈互缠电容

FL=平均冷光灯电压

IB=平均降压输出电流

LR=主级的线圈缠绕电感

n=变压器的缠绕数比率

Zsec=次级的阻抗

在图六中，显示了降压输出单元和输出电压波形。

输出电压是一个整流过的正弦波，它响应同步的，谐振推挽单元的输入电压。

电感输出的组态设定显示，在谐振频率时具有高阻抗；而且在一周期内，取输出电压的平均值。

若将降压输出电压（buckoutputvoltage）视为时间的函数：

Vout（t）=VP*sin（ωt）

而角度频率是：

ω=2πf=2∏/2t1=∏/t1

图六：

降压转换器单元

当在稳定状态，电感上的电压和时间的乘积必须为零。

设定开启和关闭时的电压与时间的乘积相等，并积分之，可得到降压转换函式：

这个转换函式等同于一般常见的DC输出降压转换函式，π/2为峰值对平均输出电压的关系式。

和使用DC降压一样，变压器的主级电压和工作周期呈线性关系。

变压器的主级峰值电压也和冷光灯的峰值电流相关，经由：

设定

（1）等于

（2），求IFL（avg），表示冷光灯的电流是工作周期的函式：

如同从图五所看到的，冷光灯的维持电压VFL会引起非线性效应。

降压输出电流是和冷光灯的电流相关，且输入和输出的功率相同。

输入的功率是：

负载上的功率是：

为分析之便，假设功率是100﹪转换：

以

（2）取代（4）中的VP，可得出降压输出电流，它是冷光灯电流的函式：

谐振频率大约是：

图七：

CCFL应用电路

VFL引起的非线性会造成谐振频率随负载而改变。

当冷光灯的强度非常弱时，变压器的次级电压几乎到达VFL的峯值。

有效谐振电容CR主要是C7和CW的加总，感应回到主级。

当次级电压增加超过VFL时，感应的C6值加在谐振电容中降低频率。

频率范围大约是经由假设：

当冷光灯强度最小时，C6不具影响力；但当强度最大时，则完全加到CR中。

峰值谐振电感电流是从（5）得出的感应负载电流和谐振电流的总和：

并联阻抗的求得是经由设定谐振能量储存式等于：

虽然，相当大的电流通过谐振并联电路，但是这些切换是在低电流准位下动作。

连续谐振电路的一个直接效果是：

这些开关只需要处理由负载所移除的功率和在寄生电路中流失的功率。

峰值切换电流是：

完整的解决方案

图七是使用一颗能驱动同步谐振冷光灯和LCD的驱动式集成电路，来完成一个完整的应用电路。

此电路提供了完整的驱动、控制和管理功能，来实现CCFL和LCD转换器。

降压输出电压（变压器中心点）提供了零交错和同步讯号。

LCD的电源调变器也是和谐振并联电路同步。

降压调变器（buckmodulator）直接驱动一个P频道的MOSFET，并在0~100﹪工作周期内运作。

调变范围包括了100﹪的部份，允许最小的额外消耗。

LCD电源调变器也直接驱动一个P频道的MOSFET，但是它的工作周期限定为95﹪，以防止电源因突然剧降或极性逆转（飞返；flyback）时，所产生的巨大输出电流（foldback）。

图八：

振荡器方块图

振荡器和同步电路显示在图八中。

振荡器是设计在3：

1的频率范围内能同步。

然而，在实际应用上，频率范围大约只有1.5：

1。

零侦测比较器（zerodetectcomparator）侦测变压器主级的中心点电压，当谐

振波形降到零时，会产生一个同步脉冲。

实际的临界点是0.5伏特，可提供一个小量的期待值用来补偿传播延迟（propagationdelay）。

同步脉冲的宽度是定义为：

4mA电流吸收端（currentsink）将定时的电容器放电0.1伏特所需的时间。

这个脉冲宽度决定LCD电源调节器的最短关闭（off）时间，而且可限制降压调变器的最小线性控制范围。

200μA的电流来源端（currentsource）将电容器充电最多到3伏特。

一个比较器平时忽略「零侦测讯号」，直到电容电压超过1伏特，以避免多同步脉冲的产生，并可得出最大频率。

如果电容电压达到3伏特（一个零侦测还没有发生），一个内部时脉脉冲（clockpulse）会被产生，用来限制最小频率。

一个独特的保护功能可以整合在此集成电路中，这就是「激活冷光灯侦测电路」。

一个开启的冷光灯会中断电流回馈回路，并导致非常高的变压器次级电压。

在这种情况下运作，通常会损坏变压器的绝缘体，对转换器造成永久的损害。

激活冷光灯侦测电路，如图九所示，在「错误放大器」输入处侦测冷光灯的电流回馈讯号，如果讯号量不足，它会关闭输出。

暖开机（soft-start）电路限制开机时的电流量，并忽视激活冷光灯的侦测讯号。

图九：

激活冷光灯侦测电路

此集成电路所需的外部电路很少。

一个逻辑位阶的致能（enable）脚位就可以关闭整个集成电路，并且允许直接连接到电池。

在关机时，此电路的工作电流一般会低于100nA。

工作电压从4.5V到20V，这几乎和所有的行动计算机的电池电压兼容。

经由电压锁定电路，可暂停一切作业，直到充足的电源供应恢复，并提供一个1﹪的电压参考值，以确保能正确地运作。

两个输入到LCD电源错误放大器的讯号被忽略，不需要额外的线路，就能允许正电或负电的电源闭合回路存在。

LCD电源调变器也结合了周期性的电流限制，来加强额外的保护。

应用电路实例

图七的应用电路，是大约在50KHz处谐振的。

这个频率是在体积大小与效率之间，做出合理取舍之后决定的。

虽然以今天的标准来看，这是相当低的频率，但是这是从高电压绝缘和间隔要求、降低离散与互缠电容的实际限制与考量中得出来的。

半波（halfwave）电流感测讯号是经由错误放大器1感测，并由积分补偿（integralcompensation）求取平均值。

电流控制的范围是在500μA到10mA。

一个飞返转换器能供应LCD电源，它是输出-12V到-24V的偏压给单色的LCD使用。

彩色显示通常需要一个正电偏压。

因为此电压基本上也要上升，具有一个耦合电感的飞返转换器因此常被使用。

实际的电路波形和图四中的SPICE仿真波形类似。

因冷光灯的非线性所造成的失真，在最高或最低的工作电压或电流下，是清晰可见的。

在名义上，许多波形是理想的，只有少数是因为观察而造成的失真。

下列波形都是在最高或最低的冷光灯强度下取得的，用来表示最差的情况。

名义上的测量效率是80﹪，若利用电阻更小的线圈和MOSFET，可以得到更好的测量效率。

图十表示变压器的次级输出电压，图十一表示冷光灯的电压，图十二表示冷光灯的电流。

请注意冷光灯的电压是几乎固定不变的，但它的电流却变化很大。

频率大约从48KHz到57KHz，连同冷光灯的强度范围，一并被观察。

冷光灯的电流显示出，因为被它的非线性感应，所以有额外的谐波（harmonics）存在。

推挽式MOSFET的泄极到源极电压如图十三所示，其泄极电流如图十四所示。

变压器中心点电压（降压输出）如图十五所示。

全部的波形都是正弦曲线，包含最少的谐波内容。

图十：

次级输出电压（纵坐标:

500V/div.横坐标:

5μs/div.）

图十一：

冷光灯的电压（纵坐标:

200V/div.横坐标:

5μs/div.）

图十二：

冷光灯的电流（纵坐标:

10mA/div、500μA/div.横坐标:

5μs/div.）

图十三：

推挽式MOSFET的泄极到源极电压（纵坐标:

10V/div.横坐标:

5μs/div.）

图十四：

推挽式MOSFET的泄极电流（纵坐标:

200mA/div.横坐标:

5μs/div.）

图十五：

变压器中心点电压（纵坐标:

200V/div.横坐标:

5μs/div.）

结语

推挽式（push-pull）电流型ZVS转换器能有效率地产生高电压和提供具正弦波特性的功率，来驱动阴极冷光灯。

在本文中，其设计方程式已经被求出，并经过实验性的简易应用电路设计、分析和验证。

透过此设计，就可以实现一个高效率的背光和LCD电源供应的完整解决方案。