宽频带匹配.docx

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宽频带匹配

传输线阻抗变换器又称为传输线变压器，它以传输线绕制在磁芯上而得名。

这种阻抗变换器兼备了集总参数变压器和传输线的优点，因而可以做得体积小、功率容量大、工作频带相当宽（fmax：

fmin>10）。

它除具有阻抗变换作用外，采用适当的连接方式还可以完成平衡一平衡、不平衡一不平衡、平衡一不平衡、不平衡一平衡的转换，在长、中、短波及超短波波段获得了广泛的应用。

基本类型的传输线变压器阻抗变换比为1：

N2或N2：

1，N为整数。

通常是用一对双线传输线或扭纹的三线传输线绕在一个磁芯上，或是用两对传输线分别绕在两个磁芯上，经过适当的连接得到不同阻抗变换比的平衡或不平衡输出的阻抗变换器，其工作原理基本相同，本节只对典型的传输线变压器进行分析。

一、1：

1不平衡一平衡传输线变压器

图6—22为1：

1不平衡一平衡传输线变压器的结构示意图，它是将一对传输线绕制在一个适当型号的磁芯上而构成。

为改善低频端特性，有时又增加一个平衡绕组，如图中的“5—6”绕组。

图6—23为其原理图。

设传输线特性阻抗为ZC，其输出端接负载阻抗RL，输入端接信号源（E为电动势，Rg为内阻）。

Vl、I1和V2、I2分别表示输入和输出端复数电压、电流。

令负载开路时的初级阻抗以Zp（ω）表示，此时，绕组AO’中的电流为

称为激磁电流或磁化电流。

在有载的情况下，由于“1—2”和“3—4”是一对紧耦合的平衡传输线，因此，“3—4”线将通过与“1—2”线的耦合从电源获取电流。

若耦合电流为IC，则由传输线方程可得

其中，l为传输线长度，β为相位常数。

因为电源输出电流I1，是激磁电流IP，与耦合电流IC之和，故有IC＝I1－IP。

由以上关系式，可以求出Vl、I1和V2、I2的方程式为

其中

上式表明，一个1：

1不平衡一平衡传输线变压器的传输矩阵[A]，是由3个子矩阵组成的：

第一个是1：

1理想变压器的传输矩阵，第二个是阻抗为ZP的四端网络的传输矩阵，第三个是特性阻抗为ZC、长度为l的传输线的传输矩阵。

与[A]矩阵对应的等效电路示于图6—23（b）中。

由图可见，1：

1理想变压器是无耗的，且与频率无关，对阻抗变换是无作用的。

ZP是负载开路时初级两端所呈现的阻抗，磁芯的作用主要表现在它对并联阻抗ZP或磁化电感LP的影响上，对工作频带及传输效率都有一定影响。

为突出研究传输线的工作原理，暂不考虑ZP-的影响．即假定IP＝0，则（6—4—2）式可改写为

端接条件为

解上述方程式，得

因假设传输线无耗，则电源输出功率为

为使电源输出功率最大．选择传输线特性阻抗ZC，以使（6—1—8）式分母中sin2βl的系数愈

小愈好。

令

由

出M取极小值的条件为

并以Z0表示之，即

Z0称为最佳特性阻抗。

取Rg＝Rl，ZC＝Z0，则电源最大输出功率为

相应的初级输入阻抗为

以上说明，当满足最佳传输条件

时，P0＝Pmax，此时无幅频限制。

需要进一步说明的是：

这种传输线变压器的传输机理，主要是利用传输线的分布电感、分布电容来传递电磁能量的。

确定传输线最佳特性阻抗Z0值，以使分布电感、分布电容得到最佳利用，从根本上克服了集总参数变压器因分布电容和漏感的影响而使工作频带高频端受限的痼疾，从而使传输线变压器得到了宽频带的应用。

但在低频端时，若βl<<1，显然不再满足传输线的条件，而且实测也表明低频端电特性恶化。

为了改善低频端特性，通常采用附加平衡绕组，如图6—23中的“5—6”绕组，即在高频磁环上，除一对双线并绕的绕组外，还有一个用相同线长反向绕制的绕组。

当传输线变压器始端加上高频电源后，由于磁耦合效应，将在“5—6”绕组内感应高频电压，输出端子B与地之间的电压和输出端子C与地之间的电压大小相等，相位相反，其集总参数等效电路如图6—24所示。

这种结构对扩展下限工作频率有较明显的效果，而在高频端，绕组“5—6”的作用因感抗增大而逐步退化。

另外，前面所讨论的最佳传输条件只是保证电源有最大功率输出，并不能保证一定是平衡输出，因而可以通过调整平衡绕组来改善输出端的平衡度。

图6—25是另一种结构的1：

1传输线变压器，它是由两对相同的传输线绕在一个高

频磁芯上构成的。

实际制作时，可用一对传输线先在磁芯上绕一定匝数，然后在传输线中

心处剪开并按图6—25连接即可。

通过不同的接地点，可以得到几种平衡－不平衡的变换

方式。

例如A’和B点接地，B’为输出端，则电路为不平衡一不平衡变换，如果A’和B’接地，B为输出端．则为1：

1的倒相变换，如果C和C’接地，A和A’为平衡输入端，B和B’为平衡输出端，则为平衡一平衡变换。

这种电路的最佳传输条件为

满足上述条件时，电源输出功率最大，Pmax＝E2／4Rg。

对此可作如下解释：

图6—25中，上下两对传输线的输入端和输出端都是串联的，因此每对传输线的特性阻抗Z0必须是RL／2（或Rg／2）时才能保证匹配，从而获得宽频带特性。

二、1：

4传输线阻抗变换器

传输线变压器的一个主要应用，就是构成1：

4或4：

1宽带阻抗变换器。

图6—26为1：

4阻抗变换电路，其中（a）为不平衡一平衡变换，（b）为不平衡一不平衡变换。

现以（a）图为例，分析其最佳传输条件。

按图示的符号规定，列出传输线方程为

端接条件为

解方程组，得

若传输线无耗，则电源输出功率为

当频率较低时，

，将此条件代入（6—4—19）式中，再对RL求导，

而当频率较高时，βl<<1条件不满足，（6—4—19）式分母中sin2βl项不能忽略。

在保证低频特性的同时，为使高频段响应好，sin2βl-的系数——

-愈小愈好。

由求极值的方法得

0称为最佳特性阻抗，（6—1—20）和（6－1—21）式就称为最佳传输条件。

此时电源输出功率为

根据（6—4—16）和（6—4—17）式，求出低阻端输入阻抗为

同理得出高阻端输入阻抗为

由上式可见，当不满足βl<<1的条件时，输入阻抗Zin和Z’in分别偏离RL／4和4Rg。

此外，当传输线特性阻抗ZC偏离最佳值Z0，即k≠l时，也将使阻抗特性恶化。

图6—27给出了以传输线特性阻抗ZC为参数，归一化输入阻抗（Zin／Z0）随传输线电长度l／λg的变化曲线，λg是传输线绕组中的实际波长。

其中（a）图为阻抗的模值，（b）图为阻抗的相角；实线为理论计算值．虚线为实测值。

在低频端，实测的归一化阻抗模位严重下降且相位急剧增加，这主要是由于磁化电感在低频端电抗下降引起的。

定义电源最大输出功率Pmax（＝E2／4Rg）与一般情况下送至传输线变压器功率P0之比为传输系数T1，即

若将满足最佳传输条件时的电源输出功率P0表示式代入上式中，则得

对上式进行数值计算，得表6—3所示的数据。

由表可见，若传输损耗限制为1dB，则传榆线最大长度应限制在λg／4以内。

这种损耗仅仅是在βl<<1条件不满足时，由于阻抗失配而引起的反射损耗，并未计入磁芯材料的损耗等。

因此，实用的传输线长度还应取得小些，工程中以取l／λg≤1/8为宜。

图6—28给出了传输线特性阻抗ZC不等于最佳值Z0，传输损耗与l／λg的关系曲线。

它是将（6—4—19）式代入（6—4—26）式中计算得出的。

由图可见，在设计与制作传输线变压器时，应保证ZC＝Z0值，这一点是至关重要的。

这种形式的传输线变压器的主要优点是结构简单、体积小，一对传输线只需绕在一个磁芯上，并可获得较好的宽领带特性。

主要问题是：

当βl不是很小时，其输出端电压平衡度不太理想。

由传输线方程可以求出

参看固6—26（a）．输出端子B与A点的电位相同，对地的电位为V1，而输出端子C对地的电位为一V2。

当βl<<1时．由（6—4—28）式可见，｜V1｜＝｜V2｜，相位相同，则B、C端对地电位是平衡输出的。

当βl较大时，V2、Vl幅度不等，而且由于传输线的相位滞后效应，使得V1、V2间有相位差，因而使B、C端的电压相位差偏离180°，平衡输出状态恶化。

为了有较好的平衡输出，传输线的长度必须限制在一定范围以内。

固6—26（b）的不平衡一不平衡电路，其最佳传输条件与（a）图相同，分析从略。

传输线变压器除上述形式外，还有一种性能更为优良的对称双线的结构形式。

仍以1：

4阻抗变换比为例加以说明。

参看图6—29，（a）图是两对相同的传输线绕在同一磁芯上，它只能用作1：

4平衡一平衡变换，（b）图是磁芯分别套在两根相同的同轴线上，作平衡一平衡或不以平衡一平衡变换用；（c）图是两对相同的传输线分别绕在两个相同的磁芯上，一般作1：

4不平衡一平衡变换用。

这些电路的共同持点是结构上是对称的，因而有较好的平衡度。

利用传输线电流、电压方程以及端接条件，可以得出最佳传输条件为

并且可以证明，在满足最佳传输条件的情况下，传输损耗、输入阻抗均与频率无关，这说明不存在传输线电长度的限制。

对此可作如下物理解释：

在图6—29所示的结构中，两对传输线在电源端（低级端）是并联的，而在负载端（高阻端）则是串联的。

若传输线特性阻抗

且与负载阻抗匹配，则传输线工作于行波状态．因而也保证了电源端阻抗匹配。

从理论上讲，行波工作状态是与l／λ无关的。

需要强调的是：

图6—29（c）所示的不平衡一平衡变换必须使用两个磁芯，即两对传输线分别绕在两个相同的磁芯上，否则绕在同一个磁芯上，由于绕组O、O’均接地，即有短接回路，将完全破坏传输线变压器的正常工作而失去阻抗变换功能。

其次，因（c）较图6—26（a）所示的不平衡一平衡变换器有着更好的高频传输特性．即工作领带更宽，输出电压平衡度更好。

这是因为，即使l／λg较大，输出端B相对于输入端A有相位差α，然而输出端C相对于A来说仍有180°＋α的相位差，因此输出始终是平衡的。

这种阻抗变换器一般适用于高频阻抗变换。

三、1：

n传输线阻抗变换器

图6—30为对称双线1：

9阻抗变换器。

其中，（a）因为平衡一平衡变换，由两对传输线绕在同一磁芯上构成；（b）图为不平衡一不平衡变换，由两对传输线分别绕在两个磁芯（或双孔磁芯）上构成，（c）图为1：

9不平衡一平衡变换，由1：

1不平衡一平衡变换和1：

9平衡一平衡变换级联而成；（d）图为1：

9平衡一不平衡变换，由1：

9平衡一平衡变换和l：

1平衡—不平衡变换级联而成。

其中（a）图是基本形式。

以下就对1：

9平衡一平衡变换的最佳传输条件进行分析。

这种结构可以看成由3对传输线组成，A、A’端是并联的低阻抗端，B、B’端是串联的高阻抗端。

上、下两对传输线长度为l，特性阻抗为ZC，输入端电压为ΔV1，输出端电压为ΔV2，一般情况下，ΔV1和ΔV2间有相位差。

中间一对为短线，故其输出端电压仍为ΔV1。

设电源电压为E，其内阻为Rg，负载电阻为RL。

由于上、下两对传输线是对称的，因而只分析其中一对传输线方程即可。

有

端接条件为

解联立方程，得

电源输出功率P0为

为使电源输出功率最大，得最佳传输条件为

满足最佳传输条件的各项参数为

从以上公式可以看出，这种阻抗变换器虽用对称结构，但其传输特性仍受到传输线电长度（βl）的制约，因而工作带宽受到影响。

其原因主要是ΔV1和ΔV2之间有相位差，而且是βl的函数．因而输出端电压2ΔV2＋ΔV1，随频率而变化。

综合以上讨论可以看出，传输线阻抗变换器的优点是突出的，主要是：

（1）适用的频率范围宽，可以从几十千赫至几百兆赫；

（2）工作带宽大，例如在短波波段，一个传输线变压器就能完成全波段内高质量的阻抗变换；（3）几何尺寸小；（4）电路变换灵活，通过不同的连接方式可以完成平衡一平衡、平衡－不平衡、不平衡一不平衡等各种变换形式。

但传输线变压器的应用也有某些局限性，要使上述优势充分发挥，必须在下列前提条件下才能实现，它们是：

（1）阻抗变换比为1：

N2或N2：

1，N为整数；

（2）磁芯应选择频响特性好、损耗小的高频磁性材料，（3）设计和制作中，应保证传输线的特性阻抗ZC等于最佳特性阻抗Z0值，这是至关重要的一点。

目前，在HF、VHF和UHF频段的天馈系统中，传输线阻抗变换器已获得了广泛的应用。

工程实用中，天线阻抗（近似为纯电阻）与馈线特性阻抗的变换比，往往不一定是整数的平方倍。

对待这种情况，一种方法是使用不同变换比的传输线变压器级联，组成多种变换比的阻抗变换器。

例如将一个4：

1的变换器和一个1：

9的阻抗变换器级联，就可以得到4：

9的变换比。

同理，也可以得到16：

9、25：

16、25：

9等变换比。

变换比的普遍表示式为N2；M2、N2M2：

1或1：

N2M2，其中M、N均为整数。

另一种方法是微调法，即在与所要求阻抗变换比相近的传输线变压器的基础上，适当增减绕组圈数，以调整到所要求的阻抗变换比。

图6—31为非整数平方倍的阻抗变换比电路举例。

（a）图是阻抗比为1：

n（2≤n≤6）的不平衡一不平衡变换器，它是在1：

4传输线阻抗变换器（图6—26（6））的基础上，适当增减绕组圈数构成的。

增、减绕组的线长可按下式估算：

式中符号如图6—31（a）所示，lg为增、减的线长。

若lg＝0，表明不需要外接绕组，则（a）图就是典型的1：

4不平衡一不平衡变换电路。

若lg＞0，表示需外接绕组，阻抗比n＞4。

反之，lg＜0，表示要减少一个原绕组的线长，阻抗比n＜4。

传输线的最佳特性阻抗仍按Z0取值。

按（6—4—39）式估算的结果仅是调整绕组长度的一个参考数据，成功的设计尚需在实验中反复调整改进。

（b）图所示的方法是在绕组上适当抽头t以使阻抗变换比在一定范围内调整。

该图为在典型的1：

4不平衡一平衡变换电路中的绕组上抽头，测试结果表明，阻抗比可在1：

4一1：

10范围内变化。

k等于抽头后的绕组圈数与原绕组圈数之比。

传输线阻抗变换器除上述基本类型外，三线传输线阻抗变换器也获得愈来愈广泛的应用，它具有多种不同的阻抗变换比及宽频带的特点。

这种阻抗变换器是由扭绞的3根线绕在磁芯上构成的．其基本结构只有两种，如图6—32所示。

（a）图的持点是三线两端的电位成等差分布，即

空间相对电场成奇对称分布，其中AA’、CC’为奇对称线，BB’为对称中心线，由此结构的阻抗变换器就称为奇模变换。

（b）图的持点是三线两端的电位成等位分布，即

空间相对电场成偶对称分布，其中BB’、CC’为偶对称线，AA’为对称中心线，因而称为偶模变换。

根据传输线理论可以分析不同阻抗变换比的三线传输线阻抗交换器的传输持性，但限于篇幅，此处从赂。

表6—4列出了常用传输线阻抗变换器的基本电路，其中也包括了三线传轴线阻抗变换器，供使用者参考。

　　四、传输线阻抗变换器的设计考虑

传输钱阻抗变换器的主要技术要求，也是其设计的依据，它们是：

阻抗变换比、平衡不平衡的变换形式、功率容量、传输损耗以及负载持点等。

主要设计内容包括：

确定变换电路形式；计算传输线特性阻抗：

选择导线型号和确定线长、匝数等，选择磁芯材料及计算磁芯尺寸等。

下面进行扼要介绍。

阻抗变换及平衡、不平衡变换电路，可参考表6—4选择。

传输线特性阻抗的计算和实现。

为了达到宽频带工作的目的f传输线的特性阻抗应尽可能地等于最佳值Z0。

，否则若偏离最佳值，阻抗变换器的电特性将要受到传输线长度或工作频率的严厉制约。

传输线主要有同轴线、扭绞双线、平行双线、带状线以及扭绞的三线传输线等，它们的ZC值计算公式在一般传输线教材或手册中均有介绍。

表6—5和6—6分别给出了某些扭绞双线和扭绞三线传输线的持性阻抗与其几何尺寸的关系，供制作时参考。

传输线长度l的选择，主要受上限工作频率fmax限制，通常取

其中，λmin为工作频带内的最短波长。

但l也不能太短，否则在低频端工作时，磁化电感LP太小，将影响低频端特性。

磁芯的选择是个重要问题，它包括磁芯材料的选择和磁芯尺寸的计算等内容，主要是依据传输线阻抗变换器的功率容量和允许最大传输损耗的指标来进行的。

传输损耗主要由两部分组成：

一部分是传输线阻抗变换电路引起的传输损耗，它是指在无电、磁损耗的情况下，由于变换电路与电源端和负载端阻抗失配而引起的损耗，其大小与阻抗变换电路的形式及传输线的电长度（βl）有关，计算公式已在前面结合具体电路作过分析，另一部分是由于磁化电感不等于无限大而引起的损耗，这与磁芯材料有密切关系。

因此，实际传输线阻抗变换器的传输系数T和传翰损耗AT可分别表示为

其中，Tl为阻抗变换电路的传输系数，T2为磁化电感的传输系数。

参看固6—23，可以得出传输线阻抗变换器等效电路的一般形式，如图6—33所示。

图中R’L表示端接负载RL的传输线在其始端所呈现的等效阻抗值，Zp为磁化电感所呈现的阻抗值，Rg为电源内阻。

若忽略绕组分布电容的影响，则

其中，L0为空绕组的电感，μ’和μ’’分别为磁芯材料磁导率的实部和虚部，并有磁损耗角tgδm=μ’’/μ’的关系式。

根据图6—33所示的等效电路，可以求出负载吸收功率为

式中已将

条件代入，目的是不考虑阻抗变换电路所引起的阻抗失配的影响，它在传输系数Tt中计入。

将

代入上式，得

所以，传输系数T2为

等式左边的第一项为电源供给负载的有功功率，第二项为磁芯损耗功率，这两项相对于电源来说都是有功损耗，第三项则是由于ZP不等于无穷大，使阻抗失配而引起的反射功率。

可以看出，铁氧体磁性材料引起的传输损耗由两部分组成：

一部分是由于失配引起的反射损耗，它不直接导致发热；另一部分是有功损耗，它是由磁芯材料的μ’’引起的损耗。

在大功率工作条件下，特别要注意使有功损耗尽可能地小，否则热耗引起温升，将使阻抗变换器性能严重恶化。

由（6—4—46）式可以看出，提高磁芯材料的μ’值对降低磁芯损耗及反射损耗都是有利的。

而μ’’对传翰损耗的影响则是复杂的，可分为以下两种情况：

该式说明，当磁性材料的tgδm很小时，阻抗变换器的传输损耗随μ’’的增大而增加。

表明传输损耗随μ’’的增大而减小，并且与μ’无关。

这一结论具有实用意义：

当频率很高时，欲使铁氧体磁芯的高而μ’’小是相当困难的，相反，欲使μ’’大相对而言较易实现。

因此，从降低传输损耗着眼，首先应选取μ’高的材料，然后在μ’相差不大的前提下，μ’’>>μ’和μ’’<<μ’都是获得较小磁芯损耗的条件。

在某些应用中，必须考虑传输线阻抗变换器相移的大小。

根据相移的定义（tgΦ等于负

载电压的虚部与实部之比），并由图6—33的等效电路可以推出

通常要求相移很小，故可取

显然，若从减小传输线阻抗变换器相移的角度考虑，在磁芯材料的μ’一定时，μ’’愈大愈好。

　　综合以上讨论，一船地说，若对传输损耗、反射损耗和相移同时都有较高要求时，最优的磁芯材料应该是tgδm＞＞1的材料；提高μ’值对改善传输损耗、反射损耗和相移等指标都是有利的，磁芯材料的选择要根据具体情况．特别是功率大小，作具体分析。

关于磁芯尺寸的选择，在宽频带、大功率、上限工作频率较高以及制作中传输线持性

阻抗偏离最佳值较远的不利条件下，特别要注意磁芯尺寸的确定。

要考虑到磁芯所能承受

的功率容量、磁芯最大磁感应强度Bmax的限制、所需磁化电感LP的大小以及绕组匝数N、

传输线长度限制等因素，还有实际制作中散热等问题。

可参考有关资料进行设计计算。

作为一个实例，介绍253型传输线阻抗变换器。

主要技术指标：

完成50Ω／450Ω阻抗变换及不平衡一平衡的转换；当平衡端接450Ω负载电阻时，在轴入端同轴线上驻波比要求小于1.1；工作频段为2—30MHz功率容量为1kw，结构上要求水密封，在+50℃

一-40℃环境中能正常工作。

该阻抗变换器的结构图、原理固和线路固分别示于图6—34

中。

整个结构防水密封于外径为150MM、高为250mm的铝制圆筒中，筒的上、下两面各

置有170×170×6mm。

的铝板以作固定用。

上顶板没有对称输出的端子．两端子与导体板

（地）之间装有缝隙可调的避雷装置。

下顶板有输入端口，接50Ω的同轴电缆。

其内部结构

如图6—34（d）所示，它是用射频同轴线和多匝双线传输线共同绕在4层90×50×13mm3：

的高频磁环上，组成宽频带传输线变压器，完成1:

9阻抗变换及不平衡一平衡的转换作

用。

高频磁环的外侧用玻璃纤维板作支架．具有机械强度高、耐热、绝缘性能好的优点。

面

积和高频磁环相当的铝支架，置于4层磁环的中心位置，加强支撑强度，也便于散热。

（b）

图为原理图，它是用1：

1不平衡一平衡变换电路完成平衡转换的，用同轴线传输线作成3

匝绕组．另外用相同长度、内外导体短接的同轴线作成平衡绕组，以改善低频端特性。

1：

9阻抗变换采用的是平衡一平衡电路，为便于调整阻抗变换比，传输线除绕在磁环上

外，还串接有空心绕组L01及空心线圈L02：

等。

绕组导线的外面套以聚四氟乙烯套管，具有耐高温、绝缘性能好、高频损耗小的优点。

为改善高、低频端特性，还并、串联有电容器，

它们都是频率补偿元件．如（c）图所示。