怎样以万用表鉴别高频二极管.doc

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怎样以万用表鉴别高频二极管

索杨军

2001年11月26日

高频二极管包括快恢复管、超快恢复管以及非PN结的肖特基势垒管，等等。

目前市售品的质量参差不齐，甚至有以假乱真之势。

要确保修理的安全，必须鉴别其优劣与真伪，为此笔者进行了尝试。

要理解并掌握该方法，首先得了解相关知识。

一、为何有高低频之分

1.二极管的电容特性：

当二极管的外加电压变化时，其内部存储的“空间电荷”和“载流子”也会随之变化，该变化发生在以下两个区域。

一是耗尽区。

正偏时外电场削弱了内电场，载流子被拉入耗尽区，中和了部分正负离子，耗尽区变薄，存储的空间电荷减少；反偏时外电场增强了内电场，载流子被推离耗尽区，分离出一些正负离子，耗尽区变厚，存储的空间电荷增多。

空间电荷随偏置电压变化，这种效应相当于电容器，称为“势垒电容”，用Ct表示。

二是扩散区。

当二极管有正向电流流动时，P区的多子空穴会穿过耗尽区，进入并积累在N区形成少子，这些空穴经过一定的寿命时间后都将与N区的电子复合而消失，不停地扩散不停地复合，设某个瞬间积累在N区的空穴电量为Qp；同样，N区的多子电子也会穿过耗尽区，进入并积累在P区形成少子，这些电子经过一定的寿命时间后都将与P区的空穴复合而消失，不停地扩散不停地复合，设同一瞬间积累在P区的电子电量为Qn。

Qp与Qn的总量称为“存储电荷”。

稳态时二极管的正偏电压越高，正向电流越大，“存储电荷”越多；零偏时规定“存储电荷”是0。

“存储电荷”随偏置电压变化，这种效应也相当于电容器，称为“扩散电容”，用Cd表示。

注意：

很多教材中认为反偏时不存在“扩散电容”，这是极其错误的。

实际上反偏时P区、N区彼此扩散到对方的少子比零偏时更少，于是可以认为反偏时的“存储电荷”是“负数”，比0还小。

换句话说，反偏时“扩散电容”被反向充上了电。

事实上在稳态下，正偏时的正向电流=正向“存储电荷”/寿命时间，类似的也应该有：

反偏时的反向漏电流=反向“存储电荷”/寿命时间。

再退一步讲，即使“扩散电容”上的电荷没有变化，也不能认为电容不存在，最起码电容的极板还在，介质还在。

正因为二极管有电容特性，其等效电路如图1所示。

图中D为理想二极管；Rd为PN结电阻，即耗尽区的电阻；Rs为PN结以外的体电阻，即扩散区的电阻。

必须注意：

Ct、Cd、Rd、Rs都不是常量，而与二极管的工作状态（如电压极性、电压高低、电流大小、温度高低等）有关，从深截止一直到深导通，Ct、Cd越来越大，Rd、Rs却越来越小。

二极管导通时，“扩散电容”起主要作用，“势垒电容”远小于“扩散电容”，可忽略不计；截止时刚好相反。

下面的分析只考虑起主要作用的电容，多指“扩散电容”。

2.二极管的开关特性：

由于“势垒电容”和“扩散电容”的存在，二极管的状态不能突变，而需要一个充放电过程。

二极管在偏置电压突变时的瞬态特性，就和这个过程有关。

当二极管由截止向导通过渡时，首先要给“扩散电容”充电。

在电容两端的电压尚未使理想二极管D导通时，会出现两种极端情况。

一是充电电流很小时，实际二极管AB两端电压是由零缓慢升至D的导通电压（锗管约0.3V，硅管约0.6V）。

二是充电电流很大时，实际二极管AB两端电压先阶跃升至5~20V的高压，再缓慢降至D的导通电压，于是这一期间的热耗散很大，之所以瞬间电压这样高？

主要原因是D未导通时，扩散区的“存储电荷”极少，导致体电阻Rs极大。

以上是正向恢复特性，彩电的整流管因电流输出较大，多出现第二种极端情况。

二极管的电容越小，正向恢复时间（tfr）越短，即“开”的速度越快，正向恢复损耗也就越小。

当二极管由导通向截止过渡时，首先要对“扩散电容”放电。

放电瞬间要通过相当大的反向电流，在这期间因反偏电压最终升至极高，故热耗散极大，只有在“扩散电容”上的“存储电荷”泄放到0时，二极管才真正截止，反向电流才降至微小的漏电流。

放电时的反向电流破坏了二极管的单向导电性，作为彩电的整流管，会反向抽走滤波电容上储存的电荷，严重降低了开关电源的效率，相当于几倍的损耗。

以上是反向恢复特性。

二极管的电容越小，反向恢复时间（trr）越短，即“关”的速度越快，反向恢复损耗也就越小。

应用于高频电路，若恢复时间过长，接近一个工作周期，必将导致二极管不能彻底导通或截止，而甚至等效为一个电容。

彩电的开关电源和行扫描频率较高，所以其整流管和行阻尼管必须选用电容小的二极管，即高频二极管，反向恢复时间不得大于1μS，优质二极管可降到几百甚至几十nS。

二、业余鉴别方法

不管用什么先进仪器，在低频、微电流的静态条件下，是无法测量二极管的高频性能的，因此只有将管子置于其实际的或类似的动态条件下，才能使高频性能显露出来，从而保证测量的准确有效，同时又必须注意安全，避免殃及其它电路。

二极管的正向电流参数越大，管芯的横截面积越大，即电容的极板面积越大，而电容量跟极板面积成正比，因此鉴别高频性能时，应选择正向电流相等或相近的管子作为参照。

例如要鉴别一个1.5A的主电压整流管，可选用正品RGP15K作高频参照，确有必要时再选用正品1N4007作低频参照。

参照管

测量结果

待测管

正品RGP15K

正品1N4007

优良高频管

两管电压均低于110V，电压较高的性能较好

参照管两端电压几乎为0，待测管两端电压为110V

残次高频管

参照管两端电压为110V，待测管两端电压几乎为0

假冒高频管

参照管两端电压低于或等于110V，待测管两端电压低于110V。

注意：

此项测量不宜长时间进行，以防烧管

表1模拟表选用MF368，数字表也可测量

如要更换21寸彩电的主电压（假设为110V）整流管，可将待测管与参照管串联于需要更换的电路中，用指针万用表测量各管两端的电压即可鉴别。

注意：

直流挡须用红笔接二极管负极，黑笔接二极管正极，测量结果见表1。

交流挡正测与直流挡的接法相同，测量值大于直流挡的2倍；反测与直流挡的接法相反，测量值很小甚至为0。

交流挡可作为辅助测量。

若一时找不到合适的高频参照管，可以用原机上的其它电流相近的整流管代替，和待测管串联于该整流管电路中鉴别。

三、鉴别方法的可行性分析

先观察高频参照管与假冒高频管的电压波形图2，可以很清楚地看出，假冒高频管始终没能转入截止。

这是为什么呢？

在正向恢复期间，高频管的热耗散可以忽略，认为其电容是0，简易等效电路如图3。

低频管要给“扩散电容”充电，因电容太大，始终未能充满“存储电荷”，导致体电阻Rs降不到最小，平均压降竟接近1V；高频管平均压降仅0.5V。

在反向恢复期间，两管都要对“扩散电容”放电，简易等效电路如图4。

当高频管的小电容放电完毕后，已经转为截止状态，而此时低频管的大电容上的电荷还未放尽，即“扩散电容”上还有大多数的“存储电荷”，导致低频管上的电压极性仍保持正极较高，对负极仍有0.6V的电压。

这就是假冒高频管始终不能转入截止的原因。

截止后的高频管反向漏电阻近似无穷大，未截止的低频管反向电阻相比之下非常小，由串联分压定理得知，—280V的反压当然会几乎全部加在高频管两端，实际上是“势垒电容”充上了280V的高压。

从波形图2可以很清楚地看出，假冒高频管正极电压始终高于负极，因此万用表直流挡的测量值应是—0.8V，而不是严格的0V。

至于高频参照管的直流挡测量值为何是110V也不难理解，因假冒高频管始终导通，其电阻忽略不计，于是可将图3和图4电路变换为图5。

开关变压器绕组做直流分析时是短路的，高频参照管与负载“直流并联”，其直流电压当然是110V了。

注意：

变压器绕组两端有交流电压，极个别万用表的直流挡会受到干扰，其显示值一般比110V高，若用这类表测量行管集电极电压，显示值也不等于主电压。

另外，交流挡正测的值为何大于直流挡的2倍，反测的值为何很小？

读者也很容易自行分析，主要原因是指针万用表交流挡内部大多采用了半波整流，仅仅对红表笔输入的正脉冲才判断有效。

如果黑表笔输入了正脉冲，它也不会顾及而增加显示值；即使黑表笔没有输入正脉冲，它也不会计较而减少显示值。

当两管的高频性能相近时，为何各自的直流挡测量值远低于110V，即使将两管的测量值相加也不等于110V？

这是因为两管截止时的反向漏电阻都几乎是无穷大，你用表测量哪个管子，表的有限内阻就会并联在这个管子上，导致该管分得的电压大幅度降低，于是用低内阻表是无法读到它的真实电压的，但可以通过列出方程组求解，从而得知各管的真实电压。

不论什么假冒高频管与高频参照管串联，电流大小始终相等，这就严格限制了假冒高频管的恢复损耗。

在反向恢复期间，假冒高频管比高频参照管分得的电压低得多，故反向恢复损耗远小于高频参照管；在正向恢复期间，假冒高频管并非从深截止到深导通，而是由起始浅导通向导通过渡，正向恢复损耗当然小。

假冒高频管甚至比高频参照管更安全，不会烧坏。

总结

二极管的高频性能参数深奥莫测，但仍然能以万用表巧妙鉴别，该方法简单、方便、准确、安全，当然也可以灵活运用，用它来比较低频管之间、正向电流悬殊的管子之间在相同电流下的的高频性能。

注：

本文的第二部分约在2002年发表于《家电维修》并获得一等奖。

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