双管正激拓扑的工作原理和设计举例.docx
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双管正激拓扑的工作原理和设计举例
双管正激拓扑
1.概述
双管正激拓扑电路是一种在单端正激拓扑上衍生出来的一种拓扑电路。
经过实践证明，这种拓扑的电路具有电路简单，可靠性高，元器件较单端电路容易选取等特点。
是一种非常
优秀的拓扑电路。
2.简介
双管正激变换器拓扑结构由两个功率开关管和两个二极管构成，当两个开关管和同时关
断时，磁通复位电路的两个二极管和同时导通，输入的电流母线电压Vin反向加在变压器的
初级的励磁电感上，初级的励磁电感在Vin的作用下励磁电流从最大值线性的减小到0,从
而完成变压器磁通的复位，并将储存在电感中的能量返回到输入端，没有功率损耗，从而提
高电源的效率；此外，每个功率开关管理论的电压应力为直流母线电压，这样就可以选取相
对较低耐压的功率MOSFET管，成本低，而且较低耐压的功率MOSFET的导通电阻小，可以进一步提高效率。
3.应用范围
双管正激变换器广泛的应用于台式计算机的主电源，中等功率的通信电源及大功率通信
电源、变频器等三相电路的辅助电源中。
4.基本工作原理和关键点的波形
双管正激变换器的拓扑结构如图1所示，其中Cin为输入直流滤波电解电容，Q1和Q2
为主功率开关管，D1、D2和C1、C2分别为Q1和Q2的内部寄生的反并联二极管和电容，D3、C3和D4、C4分别为变压器磁通复位二极管及其寄生的并联电容，不考虑Q2的漏极
与散热片间的寄生电容，T为主变压器，DR和DF为输出整流及续流二极管，Lf和Co输出
滤波电感和电容。
（1）模式1:
t0~t1
在to时刻Q1和Q2关断，此时D3也是关断的。
初级的励磁电感电流和漏感的电流不能突变，必须维持原方向流动，因此C1,Ch（散热片寄生电容）和C2充电，其电压从0逐渐上
升，C3和C4放电，其电压
由Vin逐渐下降。
由上面公式可得:
在理想的模型下，GC2，C3C4，C1C3C2C4所以在t1时刻C3和C4的电压下降
到0，同时C1和C1的电压上升到Vin，D3和D4将导通，系统进入下一个过程。
在实际的工作中，事实上散热器的寄生电容不能忽略，这个电容将参与变压器磁通复位
的过程。
Q1和Q2漏极与散热片间的寄生电容的大小与漏极的面积及漏极与散热片的距离相关。
Q1的漏极接Vin,散热器接地，因此此寄生电容接在直流母线电压端，其两端没有电压
变化：
duedVin0，也就没有电流从此电容流过：
ic0。
实际上，对于交流信号模型
来说，此寄生电容相当于短路，因此在交流等效电路中可以不必考虑。
Q2的漏极电位在开关的过程中处于变化的状态，因此在开关的过程中，Q2S极与散热片
间的寄生电容将有电流通过。
此寄生电容为Ch,其大小将影响到功率管的开关损耗。
电容值越大，功率管漏源极电压随时间的变化率dUds越小，从而减小了功率管的开关应力，并降
dt
低了功率管关断的功耗，并且低的dUds对EMI也有改善；但是在功率管开通时，电容上储存
dt
的能量将通过功率管放电，产生开通损耗，形成开通的电流尖峰和噪声。
注意到散热器的寄生电容Ch和C2及C4的总和大于C俐C3的和：
C1C3C2C4Ch
所以此模式结束时，C3的电压由Vin下降到0时，C2的电压并不到Vin，此时由于C3的电压为0，D3将正向偏置导通，将C3的电压箝位于0。
事实上在此过程中，当初级电压大于0即uC2UC3时，，初级变压器电感仍处于正向励磁,
电流增加，而且次级电感电流将反射到初级，参与电路的谐振。
当其电压过0后，在很短的时间，次级整流和续注二极管换流使次级处于短路，次级电感电流将不能反射到初级，也就
不参与电路的谐振。
换流结束后，初级电压小于0,只有初级励磁电感与电容谐振。
（2）模式2：
t1-t2
re
月Tf
,
k二
Ch
'1
（b）
在t1时刻D3导通，Q1和Q2仍然为关断，此时变压器在Ch和C2及C4的作用下去磁。
变压器的励磁电流逐渐减小到0,然后反向励磁，变压器的电流过0时D3自然关断，系统进入下一个过程。
iLpiC2iChiC4
（1）
初始值：
Uc2（°）Uc2（t2）,Uc4（0）Uc4（t2）,iLp（0）1M1
在模式2过程中，变压器的电流过0前如果C2的电压上升到Vin，那么D4将导通，C2的电压将被箝位于Vin，变压器的励磁电感在Vin作用下去磁，直到其电流过0后D3和D4自然关断，然后再进入模式3。
在t3时刻D3自然关断，Q1和Q2仍然为关断，变压器在Ch和C2,C4的作用下反向励磁，相关的公式同于模式1，仅仅是电容的电压和变压器励磁电流的初始值不同。
当C2和C3电压谐振到相等时，C2和C3的电压将维持不变，直到Q1和Q2导通、系统进入下一个过程。
第二.工作波形及讨论
一个双管正激电源系统在空载、中等负载和满载时的工作波形如下图3所示。
功率
MOSFET为STP15NK50初级电感量为5mH前级有PFC输入电压为400V。
图中，蓝色为下管的电流波形，棕色为下管的漏源极DS的电压波形，绿色为上管的电流波形，红色为上管的
漏源极DS的电压波形。
I7、Vfflh*・初
（a）noload
Chil2口口督Ch^12.QA<2Ml.Ops~l.2弓日涵E=I!
LJO|154^t
Ch3ZOOYCh*Z.OAQAC*fcZZZ.OSA
图3工作波形
从图3（a）波形可以看出，空载时，由于没有负载的反射电流，在模式1中漏感的能量
不足以在如此短的时间内抽光C1和C3的能量，上管的漏源极电压（红色）和下管的漏源极
电压（棕色）都没有上升到母线电压，这表明D3和D4的电压都没有达到0V,所以D3和D4都
没有导通，系统仍停留在模式1中并且系统在模式1中完成磁能复位，然后进入模式3反向励磁。
模式3结束时，C2和C3的电压160V,小于Vin/2。
图3（b）从波形可以知道，中等负载时，当开关管关断后，由于有负载的反射电流，在模式1中反射电流和漏感的能量在如此短的时间内足以抽光C1和C3的能量，上管的漏源极
电压迅速（红色）上升到母线电压，即C3的电压迅速下降到0,D3导通，而此时下管的漏
源极电压（棕色）即C2电压则小于母线电压。
此后，C2与初级电感谐振对其复位，由波形
可见：
电容C3的电压谐振上升。
当变压器电感的电流谐振为0时，储存在变压器电感中的
所有的能量转移到电容C2。
电容C2的电压达到最大值；此后电容C2的电压谐振下降，注意到C1电压谐振下降即C3的电压谐振上升，当电容C2和C3的电压相等时，谐振过程停止电容C2和C3维持电压不变。
模式3结束时，C2和C3的电压200V，等于Vin/2。
图3（c）从波形可以看出，全负载时，当开关管关断后，在模式1中足够大的负载的反
射电流和和漏感的能量在如此短的时间内足以抽光C1和C3的能量，上管的漏源极电压迅速
（红色）上升到母线电压，即C3的电压迅速下降到0，D3导通，而此时下管的漏源极电压
（棕色）即C2电压则小于母线电压。
此后，C2与初级电感谐振对其复位，由于漏感的能量的足够大，电容C3的电压也很快谐振上升到Vin并箝位于此值，此时D4导通，D3和D4都导通，变压器的励磁电感在Vin的作用下去磁，电流不断下降，能量全部返回到输入的滤波电解电容中，变压器的励磁电感电流下降为0时，D3和D4都自然关断，系统进入模式3。
模式3结束时，C2和C3的电压220V,大于Vin/2。
模式3的谐振完全结束后，在不同的负载条件下，电容C2和C3的稳定电压随输出负载的变化而变化，而不是通常人们所认为的恒定等于等于Vin/2。
不同的负载条件下，负载反
射电流和漏感的电流影响的变压器的去磁模式，从而也影响到此电压值的大小。
从波形可以
看出，图4所示为功率MOSFET管漏源极电压变化的斜率，非常的明显，下管（棕色）波形电压变化的斜率§坠小于上管（红色），这表明下管总的漏源极的寄生电容大于上管。
4结论
1双管正激电源的磁通复位的方式随着负载的变化进入不同的工作模式。
2变压器励磁电感去磁后将进入反向磁化，反向磁化结束后两管的所承受的电压值并不
相同。
空载时，上管的电压大于Vin/2，下管的电压小于Vin/2。
中间某一个负载时，上管和下管的电压等于Vin/2;全空载时，上管的电压小于Vin/2，下管的电压大于Vin/2。
3上管与散热器的寄生电容不影响复位工作，下管与散热器的寄生电容参与谐振复位的
工作过程。
五.设计举例分析
下面实例为输入390Vdc（PFC勺输出），输出为28V,15A，总功率为420VW勺一款电源设计。
1.电参数设计
电参数计算包含功率回路、滤波回路、反馈回路、保护回路、供电回路、驱动电路。
F面分别进行计算。
第一部分功率器件的选择
功率器件包括：
输入侧功率开关管和输出侧整（续）流二极管。
1、功率开关管的选取：
根据拓扑形式和开关频率的要求，选择N沟道的功率MOSFE。
所以主变压器实际输出的总功率为：
PO420W,实际输出电流应为
Io—15A假设主功率变换的效率为90%，则主功率变化原边输入功率为
28
P
R—467W
10.9
因为输入有PFC稳压电路，相当于DC/DC部分的输入是定电压，低端为370V,高
端为390V，所以输入最大电流为Imax-PIn1.26A，如果选用FDH45N5Q
370
Rds0.12，因为是两个MOS管串连，导通时消耗的功率应该为
2
FMosImaxRds1.260.1220.3W，另外FDH45N50的上升时间500ns，下降时间350ns，在25欧输入的情况下测得的。
Rjc02C/W,Rcs0.24C/W,
Ria40C/W
ja
根据双管正激拓扑结构的开关管的Vdss额定电压的要求，额定电压值要大于1倍
以上最大输入电压（即390V）,再考虑1.3倍左右的余量，选取500V的MOSt。
开关
管的正向导通电流Id要大于（2-3）Ipk=（2-3）X1.21A=2.42-3.63A。
由于开关管的功率损耗一般占总损耗的30%左右，因此开关管的损耗应小于15W
（（322-280）X30%,据上述参数要求：
选用仙童公司的FDH45N50F其Ss尸500V、
Id=45A（25C）,R）s=0.12Qo
2、整流二极管的选取：
考虑开关频率150K,输出电流15A,电压28.5V故输出侧的整流管选用快恢复二极管。
输入电压的最高值为：
390V,变压器匝比5,则输出整流管反向最大峰值电压为390
十5=78V,输出满载电流为15A,考虑1.4倍的限流，最大值为21Ao
电压取2倍余量，正向导通电流IF应大于最大输出电流IOmax的1.6倍。
根据已知条件得：
V）utmax/Dmin=186V
IF》1.6IOmax~27.8A
整流二极管的选取方案：
选用FUJI系列的D92M-03（TO-247）,其VR=300V,If=20A。
由于选取的是快恢复二极管，导通时压降一般在0.8V（125C）左右，整流、续流管的导
通损耗约为：
P=0.8X10=8Wo
第二部分滤波回路的设计
二、输出储能电容:
经过上一次调试，可以达到纹波电压小于50毫伏的效果。
第三部分保护部分的设计
保护部分的设计包括:
1.28V15A一路输出过压保护:
28VS制
图2:
28V输出过压保护部分电路原理图
由于输出过压保护范围是32〜36V,范围较宽，光藕的二极管饱和压降为1.1V,
所以如果输出过压点是34V的话，VD16D仃341.132.9V,如果D16选30V稳
压管，则D17可选用3.3V稳压管。
2.28V10A一路的过流保护电路一（原边限流）
因为已经有副边限流，所以原边限流实际起到的作用是在副边限流失效时起到
防短路的作用。
采用的是原边通过电阻R33//R34//R35采样，因为输出过流保护要
求在12〜16A之间，为了防止和副边限流发生冲突，所以设在17A时保护，则此时
原边平均电流为11丫业285乂1.45A，而峰值电流约为平均电流的4倍
VIN0.9370
即5.8A，由于UC2844的3脚保护点是1V,所以如果R33〃R34//R350.07,
则3脚的电压为0.07X5.8=0.4V，如果要达到限流的效果还需要8脚给3脚补一个0.6V的直流电压。
如果R32=4.7KQ，贝UR31=34KD。
3.输入过压保护参数的计算
V312.5V,从而得到，R16270K，过压的瞬间，V32.67V
第四部分28V供电回路的设计
供电回路的设计包括启动回路和自供电回路的设计：
1.启动回路的设计:
图4:
供电部分原理图
输入电压的范围370VDC至U390VDCUC2844BN勺启动电压16V,起动电流最
大为1mA加上TL431以及运放LM2904等的启动电流1毫安，则
（37016）V
R1R2177K，实取150KQ。
2mA
由于自供电的电压设计为16V,所以C23和C32的耐压应大于16V,这里选用的是
铝电解电容，考虑20%的余量，所以C23和C32的耐压值应大于20V,实取25V/100UF,YXF系列的电容两个。
3.启动时间的计算
通过以上的两个步骤，得Rt150k,Ct200F,所以时间常数为
tRtCt30，如果电压是370V,当把它加到电容器上时，要经过时间30s电容器上
的电压才达到0.63X370V=233V,即若想达到16V的启动电压，则需要2秒。
自供电绕组整流二极管（D1）选用MURS120电流1A,反向电压200V。
第五部分反馈回路的设计
反馈回路的设计包括电压取样环节的设计、电压补偿网络的设计和电流控制环的设
计：
1.电压取样部分的设计:
2.
2）
基准源TL431AILP的基准电压为Vef=2.495V。
Ir=Vf=逊0.5mA
R455.1k
R25=VoutZVf=空2.495=25.7k
IR0.5mA
节R46的阻值来满足输出精度的要求。
2、电压补偿网络的设计:
图6:
反馈补偿部分电路原理图
输出滤波器的极点是由滤波电感和电容决定的，超过转折频率后，以一40dB/dec下
降。
滤波器的转折频率为：
fp=
=———1—=1.4
2LoCo21310-6100010-6
103Hz
电路的直流增益绝对值为:
A_（Vinmax—V°ut）2Ns_（370-13.8）24
aDC——
VinmaxVNp
54.4
Gdc20Q（Adc）20lg54.4
3700.8430
34.7dB
不考虑LC滤波器的Q值影响时，增益穿越频率为:
fxo=ffptan（i）=1.410
tan
45o
）=0.58103Hz
2
在闭环增益的穿越频率处为使控制到输出特性的增益为
0dB,误差放大器所需要提
供的增益为:
Gxo=20lg
xo）-GDc=20lgffp
34.742.3
Go的绝对增益为：
Axo=10
（A）
20=0.0076
误差放大器的穿越频率为:
fxe=fxo
10
A
-（A）c
'20=0.58103
10055
0.58103Hz
反馈电容C9的大小为:
R17
xe
54.4
33
21100.7810
14.9uF
实际R9选取0805封装的104C电容。
由于计算当中有部分参数为估计值，且实际工作为动态环境,
参数很难具体确定，
因此可能存在较大误差，还需要根据具体需要进行必要的参数调节,
以上计算参数只
能作为调节的基础。
2.磁参数计算
根据第三部分，双管正激的工作原理，可以推出双管正激的变压器设计和单管正激
的变压器设计的区别之处是前者最大导通占空比不能超过
0.5。
设计内容包括:
1、确定电源参数。
2、选择磁芯材质，确定△Bo
3、确定AP值，决定磁芯规格型号。
4、计算NRNS
5、计算线径。
6、估算损耗。
1、已知电源参数
最小输入电压值：
Vmin
370
V
最大输入电压值:
Vmax
390
V
变压器工作频率：
Fs
150000
Hz
输出电压：
Vo
28
V
输出电流：
Io
15
A
输出功率：
Po
420
W
电源整机效率：
n
90%
自供电电压：
VB
15
V
占空比：
Dmax
0.43
初、次级之间耐压:
>3000
Vac
电流密度
J
6
A/mm2
窗口系数
K
0.4
△B
1500
Gauss
2、磁材选择
功率变压器所用铁芯应选用高卩i、低损耗、高Bs材料。
目前，软磁铁氧体因具备
以上要求而被广泛应用，在此选用TDK的PC40材质，参数如下
MATERIALCHARACTERISTICSjiorTransformerandChok^）
Material
PC4O
1nitialpertneabiliiy
2390±25°^
Ar叩litudepermeability
pa
3000miri.
25七
12G
25kHz
e（rc
00
Cotelossvolumedensity{Ccrelo&s）1
[B=^O0hiT|
sin与wave
ioq^
70
Pbv
kWW
12（71：
SB
600
10CkHz
60'C
450
sinewave
1CXTG
4W
12CTC
500
S^Uirationflux
density*
25^
510
Bs
ml
ecrc
450
ioa=€
390
120^
350
25°C
95
PeHYianentffuxdensiV
Br
mT
arc
65
100X；
55
120°C
SO
25°C
14.3
Coerdveforce1
He
A'm
arc
10.3
1OGAC
as
120^C
8
Curie
Tc
°C
>21S
Densitf
ct
如nW
430s
Beetricalresistivity-
pv
£l*rn
6.5
*50加曲5On?
本设计选择△B=0.15T=1500Gs（仃=10000GS）
3、磁芯规格选取用面积乘积法计算:
3.46（cm2），磁
所以，选用GU42X29磁心骨架，具有窗口面积大Ajcm2）1.732
心中心柱截面积大Ae（cm2）2.67（cm2）的特点。
44
GU42X29的AP值为2.398cm，其值大于计算所需AP=1.515cm值。
PQ32/30参数如
F表：
磁芯窗口面积：
Aw
3.46
2cm
每匝长度：
Le
6.84
cm
体积：
Ve
18.2
3cm
每匝电感量：
Al
8500
nH/N2
最大损耗：
Pc（maX
W
4、变压器初、次级匝数:
计算变压器匝比
NpVin（min）
NSVs/DmaxVDVl
n
变压器初级匝数：
nV0max
108
Np
23,
fB
Ae
取Vs=Vo+V+VL=28.5,VD
变压器次级匝数:
变压器初级电感量：
8500nH/N2*（23N）2=4.5mHo
23匝，次极5匝。
根据实际绕制情况，仍然取初级
5、计算线径
1）、计算初、次级电流的有效值:
初级电流的有效值：
Ip（rms）IpV.Dmax1.9（A）
次级电流的有效值：
IsIo,Dmax10（A）
2）、变压器绕组导线线经：
原边绕组截面积：
Awp1-346mm
J
根据上述计算数据须采用裸线径①0.21mm的漆包线35根并绕绕置，但由于在温度
0.20（mm），而150000
100C、工作频率为150KHZ时铜线的集肤深度:
0.21*35mm大于5咅的集肤深度，可采用35根0.25mm的漆包线绕置，绕置两层，n=20则
.2
电流密度为4A/mm
I2
副边绕组截面积Awp2—1.26mm
J
同上，取70根0.21mm的漆包线并绕，绕置两层n=7。
则电流密度为5A/mm。
第二部分输出电感器的设计
在电流连续模式中，电感中纹波电流通常较小，线圈交流电损耗和磁芯损耗一般不大，
尽可能选择较高的磁通密度以便减小电感的体积，磁芯饱和是限制选择磁通密度大小的主
要因素。
以下是在电流连续模式下计算输出储能电感器的。
1•临界储能电感器电感量的计算：
pl:
UL—，LU?
dt/di，其中
dt
UUOmax/DmaxUOmax43V,di0.41O6A,解得，L19H
选磁芯为GU36*22,其参数如下：
磁芯窗口面积：
Aw
84.5
mm
每匝长度：
Le
5.62
cm
体积：
Ve
6.53
3cm
每匝电感量：
Al
8000
nH/N2
最大损耗：
Pc（maR
2.32
W
实际电感量取20uH,匝数取22匝。
3.气隙：
2
lgN——J人1.6（mm），妙=4*n*10-7
4.电感导线的线经选择：
在满载状态，电感电流峰值
Irm=15A
电感绕组导线的截面积：
SL51.85（mm2）
J
采用16根0.38mm的漆包线并绕，电流密度为7A/mnl
自供电线圈的匝数：
Nf^*Nl=11.7（匝）。
n=12
Uo
自供电回路流过的最大电流为
17
17mA即电流的有效值为丁12.02mA，两个回路
<2
共24.04mA,所以线经可以选择线细些，小于2△即可
升级会员 