电力电子课程设计报告.docx

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电力电子课程设计报告

课程设计题目

采用双PWM控制的风力发电并网变流器

摘要：

化石燃料发电在燃烧过程中会产生大量的二氧化碳、硫氧化物、氮氧化物等气体，污染大气，促使地球变暖，产生酸雨等，造成全球范围性的环境污染。

风能则不然，它本身不含任何污染物，是一种清洁原料，在风电生产过程中也不产生任何污染物，而且风力资源的分布又遍及世界各地，是一种可再生能源。

目前，由于风力发电技术的日趋成熟以及环保方面越来越严格的要求，不少国家和地区已在巧妙地运用风力资源，但我们知道直接从风力发电机发出来的电质量不高，如果直接并网，可能会造成电网整个用电质量的降低，更有甚者，会造成电力系统的崩溃，电力设备的损坏，所以在并网之前必须先对风力发电机发出的电进行整流逆变，改善电能质量，然后再实行并网操作，向电网输送电能。

基于上述问题，本次课程设计中，我们组设计了以双PWM控制方式为主的风力发电并网变流器。

根据选题要求，我们选择输入电压为三相交流线电压380V（30Hz）,输出电压为三相交流380V（50Hz）。

基于整流、逆变原理，我们设计出整流和逆变于一体的双PWM电路主拓扑结构，并对主电路中无源器件和有源器件进行选型，以符合整个变流器的要求。

基于DSP作为主控制芯片，我们组设计报告中采用TI公司生产的TMS320LF2407主控制系统，并设计了以M57959L为主的对功率器件IGBT的驱动电路，为了完善整个系统，还分别设计相应的测量电路、保护电路以及散热计算，最后运用Matlab中Simulink进行系统的仿真。

关键词：

风力发电，双PWM控制，整流逆变，元件选型，检测电路，保护电路，DSP芯片控制，TMS320LF2407，M57959L，散热原理

第1章前言

1.1课程设计题目要求

风力发电并网变流器

采用交-直-交双PWM控制方式

技术要求：

1输入电压：

三相交流线电压380V（+/-15%）频率30Hz

2输出电压：

三相交流线电压380V，频率50Hz

3最大输出电流：

100A

4工作温度：

0—50℃

5谐波THD<5%

1.2课程设计要求

所要做的主要工作如下：

1主电路选型：

a）整流电路选型b）逆变电路选型

2主电路无源器件参数的计算：

要求无源器件的具体型号及设计参数，根据工作条件考虑各项电气参数，要求有设计依据。

3主电路有源器件参数的计算：

要求无源器件的设计参数，选用型号等，要求有设计依据。

4有源电路的驱动、保护原理设计：

要求根据选用的有源器件设计驱动电路，给出设计原理图。

5控制、检测与保护电路原理设计：

要求有原理图，可以用Protel，ORCAD等软件完成。

6散热设计：

要求有大致计算过程，选型依据。

7仿真：

利用Protel,ORCAD中的PSpice或者Matlab/Simulink仿真软件分析电路的工作过程。

1.3变流器硬件总体框架图

基于整个系统各个模块的关系，信号的流向，控制系统的走向，从而得出变流器整体框架结构图，如图1.3.1。

整个逆变系统由EMI滤波器、IPM、直流滤波、传感器电路、驱动电路、检测电路、以TMS320LF2407为控制芯片的DSP、输出滤波器等构成。

图1.1.1双PWM变换器整体结构框架图

第2章主电路选型

2.1双PWM脉宽调制

双PWM变换器是一个交-直-交变流装置，是由整流和逆变两个变流器通过中间直流环节的连接而成。

设计中这两个变流器可以采用二极管整流器、晶闸管、MOSFET、IGBT等有源逆变器，但与MOSFET相比较而言，IGBT具有开关速度高，开关损耗小，具有耐脉冲电流冲击的能力，通态压降较低，输入阻抗高，为电压驱动，驱动功率小等优点。

综合各项指标考虑，本设计采用由IGBT构成的桥式变流器。

双PWM脉宽调制技术使电机输出的电流波形达到完美无谐波的控制，而且PWM变流器可以四象限运行。

采用PWM调制的发电机侧变流器本身具有BOOST升压功能，无需额外的升压电路，发电机可以在很宽的风速范围内运行，有效的提高了系统的风能捕获效率。

更为重要的是，这种双PWM结构的变流器功率可以双向流动，这也使发电机的控制变得非常灵活，不仅可以提高系统的动态响应，减少损耗和冲击，同时还能实现风力发电机网侧功率因数为1，使电流波形控制为正弦。

双PWM变换器主电路拓扑结构如图1.1.1所示，整个双PWM脉宽调制系统分成交流输入侧、PWM整流器、直流侧、PWM逆变器和输出滤波器。

图2.1.1双PWM电压源型主电路拓扑结构图

2.2整流电路选型

图2.2.1发电机侧PWM整流原理图

以IGBT构成6个逆变器电子开关，每个开关并联一个续流二极管，防止电流反向时烧坏IGBT。

通过给各个IGBT的门极输入不同的PWM波形来控制各个IGBT在不同时刻的关断情况，从而达到控制直流侧的输出波形。

输入端输入三相交流电压，随着控制角的不同，稳压电容上就出现不同的电压波形：

图2.2.2三相全控整流不同控制角的直流侧输出波形

2.3逆变电路选型

逆变电路采用SPWM电路，在输入电压为通过上级整流电路而得的直流电压的情况下，如整流桥类似，也是通过各个IGBT的不同时刻的关断情况，从而控制输出标准的正弦波电压。

图2.3.1电网侧SPWM变换器拓扑结构

通过控制器发出的方波控制信号，输出端产生基波为正弦波的方波电压，再经过输出滤波装置即可产生标准的正弦波电压输出。

图2.3.2三相SPWM波形

2.4输出滤波器的设计

为了使经过变换器得到的三相交流电是正常的线电压380V，频率为50Hz的正弦电压

我们在逆变器的末端接一个输出滤波器，如图2.4.1所示。

常用滤波器的结构，都是由电感和电容组成的二阶滤波器考虑到逆变桥输出没有中点，所以滤波电容一般接成三角形。

图2.4.1输出滤波器的接法

2.5电路仿真

第3章主电路无源器件参数计算

图3.1双PWM电压源型主电路拓扑结构图

3.1直流电压的确定

在图3.1中，采用PWM调制的发电机侧变流器本身具有BOOST升压功能，无需额外的升压电路，发电机可以在很宽的风速范围内运行，有效的提高系统的风能捕获效率。

由于此变换器的的升压式工作机理，决定了其输出直流侧电压

必须高于交流侧正弦电压峰值，所以输出直流电压可以从交流电源电压峰值附近向高调节，如果向低调节就会使电路性能恶化，则

（

为交流侧线电压有效值），取

756.9V。

（3.1）

3.2交流侧电感的选择

双PWM变换器的网侧电感的取值将直接影响到网侧电流的动、静态响应，而且还制约着变换器在整流工作状态下的输出功率及功率因数。

双PWM变换器的网侧电感的主要作用如下[3]~[5]：

（1）使电流受控，呈电流源特性，可将电流控制转化为电压控制，通过交流侧电压或者电流幅值、相位的控制均可实现能量的双向流动。

（2）抑制网侧PWM电流谐波分量，从而控制网侧电流为正弦曲线。

（3）使变换器可向电网传输无功功率，甚至实现网侧纯电感、纯电容运行特性。

对网侧电感的设计应考虑两个重要性能指标即：

满足快速电流跟踪要求和满足电流波动在允许值范围值内。

电感的取值要求范围如下：

其中

为825V，

为相电压的最大幅值275V，开关频率取10KHz，则

为100us，

为允许的电流脉动，课题中给出的THD≤5%，即

，（3.2）

为50A，w为100π。

代入后计算得

4.56mH≤L≤35mH（3.3）

由于考虑到电感的成本等问题，最终电感取值为10mH。

3.3直流侧稳压电容选择

由于整流后直流电压最大值为825V，故耐压值要取到900V。

C的取值要求范围如下：

（3.3）

其中L=10mH，

为电流纹波系数，取10%，

为电压纹波系数，取0.5%，Im为50A，由此算出C≥1.7F。

在Matlab的仿真中电容可以取到法拉级别，但在实际应用中，需要多组耐压值为450V的电解电容串联、并联才能达到上述指标。

3.4输出滤波器参数设计

为了分析方便，我们将图2.4.1三角形接法等效变换为星型接法，等效变换图如图3.4.1

所示。

可以看出，三角形接法中的电容电量C经等效变换成星形接法后变为3C。

每相滤波器参数设计可以根据单相滤波器的设计方法进行。

图3.4.1滤波电容接成星形

选择开关频率为10kHz,选择滤波器的截止频率为开关频率的1/10，即1kHz。

根据滤波器体积最小的设计方法，电感的取值由下式决定：

（3.4.1）

式中，

为电容电压有效值；

为基波角频率；

为滤波器截止角频率；

为阻性负载时的输出电流。

设整流后的直流电压为

，输入电压波动15%，满载工作时，幅度调制为1，则逆变桥输出基波电压有效值为

；设输出电流最大为

，则代入式3.4.1，得L

0.36mH，3C=1/

，所以C

。

第4章主电路有源器件参数计算

4.1主电路开关器件选择

目前，由IGBT单元构成的功率模块在智能化方面得到了迅速发展，智能功率模块IPM（IntelligentPowerModule）将IGBT、驱动电路和保护电路集成化，使整体的可靠性大为提高。

IPM等于IGBT+驱动+保护（过流、短路、过热、欠压）+制动，IPM中的每个功率器件都设置有各自独立的驱动电路和多种保护电路，能够实现过流、短路、控制电压降低以及过热保护等功能。

与过去IGBT模块和驱动电路的组合电路相比，IPM极大地提高应用系统整机的可靠性。

本次设计课题中给出风力发电机的输出线电压有效值为380V，并带有15%的波动。

按照最大情况考虑，则IGBT承受的最大正反向峰值电压为

（4.1）

课题中给出的电流最大值为100A，再考虑到功率器件取1.5倍的电压裕量，则IGBT所要承受的最大正反向峰值电压为

。

经过对符合设计要求的IPM的选取，我们采用东芝TOSHIBA公司的MIG100Q201H型智能功率模块作为主电路中的整流桥和逆变桥功率开关，其耐压值为1200V，最大电流100A，其最大参数表如图4.1.1.2。

4.1.1智能功率模块MIG100Q201H简介

图4.1.1.1MIG100Q201H结构图

图4.1.1.2MIG100Q201H最大等级参数表

由图4.1.1.1可知，MIG100Q201H智能功率模块包含了7个IGBT单元，7个续流二极管模块，本次设计中我们只采用6个构成桥式电路的IGBT，内置栅极驱动电路、逻辑控制电路以及欠压、过流、短路、过热等保护电路。

此模块共有22个端子，拿IPM作为整流电路来说明各端子的功能，上面16个端子用于PWM信号的输入和故障信号的输出，起控制作用；下面6个端子含3个三相交流电压输出端（U，V，W）以及一个制动电阻接线端（P）；模块需要四路相互隔离的+15V驱动电源，其中上桥臂三路各用一组，下桥臂公用一组，控制参数表见图4.1.1.3。

4.1.2IPM保护功能介绍

如图4.1.1.3所示，在IPM处于控制状态时，各个保护功能电路中作用时流过的最小保护电流、最大保护电流，超过阈值相应的保护功能启动，对IPM及整个系统实行保护。

IPM内置有驱动和保护电路，用以防止系统相互干扰或过载时损坏功率芯片。

它采用的故障检测和关断方式使功率芯片的容量得到最大限度的利用IPM内置各种保护功能，只要有一个保护起作用，IGBT的栅极驱动电路就关闭，同时产生一个故障信号。

IPM的保护功能介绍如下：

（《高效功率器件驱动与保护电路——设计及应用实例》）

（1）过流保护（OC）：

由IPM内藏的电流传感器检测各桥臂电流，当过流时间超过允许时间时，IPM就输出动作信号，并封锁输入信号，对模块实行软关断。

在过流期间，IPM不在接收输入信号。

过流信号过后，输入信号才能导通。

如果IGBT中的电流超过过流断开阈值，且持续时间大于

IGBT就会关断。

设置为10

（典型值）。

电流在过流断开阈值以上但持续时间小于

时，过流保护电路不工作。

（2）短路保护（SC）：

由IPM内藏的电流传感器检测各桥臂电流，当短路电流超过允许电平时，IPM就输出动作信号，并封锁输入信号，对模块实行软关断。

这个过程和过流保护一样，但其动作时间更短。

负载短路或者系统控制器因相互干扰而发生直通现象时，IPM内的保护电路就会立即关断IGBT。

当流过IGBT的电流超过电流断开阈值时，就会立即开始关断，同时产生一个故障信号。

（3）过热保护（OT）：

靠近IGBT芯片的绝缘基板上安装有温度传感器，IPM的过热保护单元实时监测IPM基板的温度，基板的温度超过过热断开阈值时，IPM内的过热保护电路就会中止栅极驱动，对模块实行软关断，输出故障信号，不响应控制输入信号，直到过热故障被排除。

当温度下降到过热复位阈值以下且控制输入为高电平（断态）时，功率芯片将恢复工作，当下一个低电平输入信号（通态）来临时就恢复正常运行。

（4）欠压保护（UV）：

IPM的欠压保护实时监测、控制电源电压，欠压时间超过允许时间时，欠压保护电路就输出动作信号，并封锁输入信号，对模块实行软关断。

当欠压信号恢复到允许值时，IPM才停止输出动作信号，重新接收输入信号。

IPM由15V直流电源供电，若供电电压低于欠压断开阀值，就会发生欠压保护，封锁门极驱动电路，输出故障信号。

若毛刺干扰时间小于规定的Td（UV），则不会出现保护动作，控制电路不受影响。

为了恢复正常运行状态，电源电压必须超过欠压复位阈值。

（5）误动作报警输出信号：

各种误动作如果持续1ms以上，IPM就会向外部CPU发出误动作信号，直到故障被排除为止。

当IPM发生以上故障中的任一种时，其故障输出信号持续时间

均为1.8ms。

在此期间IPM会封锁门极驱动，关断IPM。

故障输出信号持续时间结束后，IPM内部自动复位，门极驱动通道开放。

第5章有源电路的驱动、保护原理设计

5.1M57959L构成的IPM驱动电路设计

M57959L是日本三菱公司生产的混合集成IGBT驱动器，其内部原理结构如图5.1.1所示。

（《电力电子电路设计》钟炎平）

图5.1.1M57959L内部原理结构

它由高速光耦隔离输入，绝缘强度高，可与TTL电平兼容。

内藏定时逻辑短路保护电路，并具有保护延时特性。

正负双电源供电，如图5.1.1中，其中

=+15V，

=-10V，从根本上克服了一般单电源供电时负电压不稳的缺点。

驱动功率大，可驱动200A/600V或者100A/1200V的IGBT模块。

由M57959L构成的驱动电路如图5.1.2所示。

在使用时，需注意以下问题：

（1）栅极电阻

的取值。

适当的栅极电阻能有效地抑制振荡、减缓开关开通时的di/dt、改善电流上冲波形、减少浪涌电压。

从安全可靠性角度出发，应取较大的

，但大的

影响开关速度，增加开关损耗；从提高工作频率角度出发，应取较小的

。

一般情况下，可靠性是第一位的，在满足开关频率的要求下，取较大的

值。

通过查阅其他书籍，我们取

。

（2）保护阈值的设定。

M57959L通过检测IGBT的饱和压降来判断IGBT是否过流，当检测出IGBT的栅极和集电极同为高电平时就判断为过流，此时通过栅极关闭和降压电路将过流钳制在较低值，同时通过光耦向控制电路发出故障信号。

然而，M57959L的过流检测端（1端）的阈值电压为15V，对于小电流等级的IGBT起不到保护作用，因此，必须降低过流保护阈值，方法是在检测端串联稳压管

，使保护阈值电压变为15V-

，

的取值由负载和IGBT的容量确定。

（3）驱动电源的设计。

这一问题，我们将在5.3节中重点讨论。

5.2PWM波形的输出电路设计

PWM波形输出电路如图5.2.1所示。

图中的GAL16V8用来锁存保护信号，并决定是否让PWM信号输出，输出的PWM信号经过74LS07驱动后接驱动芯片M57959L输入端的光耦初级二极管负端（M57959L的13端）。

图5.2.1PWM波形输出电路

GAL16V8是LATTICE公司推出的一款低密度可编程逻辑器件，在这里用于完成对输出PWM信号的控制，其功能原理图如图5.2.2所示。

保护信号PROTECT从7脚输入，正常工作时为高电平，PWM信号经过GAL16V8缓冲后加在74LS07的输入端，如果PWM为高电平，则驱动电路的M57959L输入光耦截止，驱动相应的IGBT截止，否则，PWM为低电平，M57959L的输入光耦导通，驱动相应的IGBT导通。

DSP输出的逻辑应与实际的逻辑相反，这主要是考虑当系统复位时，DSP管脚输出高阻状态，通过排阻

将PWM相应的管脚电平锁定为高，这样，所有的IGBT都处于截止状态。

当系统产生保护时，PROTECT信号变低，图5.2.2中所示的与非门

和

的输入和输出通过图5.2.1所示的反馈电路相连接，组成一个RS触发器。

当PROTECT信号变为低电平时，GAL16V8的13脚输出高电平，由于13脚通过

与9脚相连，则9脚也为高电平，12输出低电平，11变为低电平，一方面将13脚输出锁定为高电平，12脚锁定为低电平，另一方面，11脚低电平将

的输出全部拉高，IGBT全部截止，完成保护。

DSP的IOP

接GAL16V8的8脚，复位RS触发器，从而解除保护封锁信号。

其中，

和电容

分别组成RC低通滤波器，用于滤除保护信号中的干扰信号，RC滤波器的时间常数应尽可能小，否则会降低保护的及时性。

（1）GAL16V8芯片功能原理

（2）74LS07芯片功能原理

图5.2.374ls07芯片逻辑图

六高压输出缓冲器/驱动器，Vcc=5V,1、3、5、9、11、13为输入管脚，2、4、6、8、10、12为输出管脚。

5.3M57959L驱动电源电路设计

在5.1节中我们提到M57959L的驱动电源的设计问题，M57959lL需要双电源供电，通常驱动电源由一单独的工频电压器将220V降压，再经整流滤波稳压后获得，一路驱动电源变压器需要两个次级绕组。

在三相桥式应用中，需6只IGBT及相同数量的驱动电路，驱动电源变压器需要12个次级绕组，给变压器的绕制带来困难，同时也使电源电路变得复杂，而采用图5.3.1所示电路可使绕组减少一半，其他器件也相应减少。

其中，稳压管可选9V，这样，驱动正电源为15V，负电源为9V。

图5.3.1M57959L的驱动电源电路

在图5.3.1中，有一个MC7824K集成电路，它是三端正电源稳压集成电路，有固定的电压输出，每种类型由于内部电流的限制，以及过热保护和安全工作区的保护，使它基本上不会损坏。

内部框图如图5.3.2所示。

图5.3.2MC78XX内部框图

由于MC7824K的输入电压为

=33V（如图5.3.3），再考虑整流电路中二极管的压降，我们选择将原边220V电压降为次级电压为35V的工频变压器。

图5.3.3X7824电参数表

在5.4节中，我们将还会再用到X78XX系列中的一些稳压集成电路，如+12V、+5V、+3.3V。

5.4控制电路辅助电源电路设计

控制电路辅助电源用于给系统中控制电路供电，按照控制电路的功能，需要+12V/-12V、+5V、+3.3V。

辅助电源电路如图5.4.1所示。

图5.4.1控制电路辅助电源电路

Tr1为控制电路辅助电源变压器，有两个独立的输出绕组，一个是带中心抽头的双16V绕组，一个是输出8V绕组。

双16V输出绕组经过

整流和电容

滤波后，变成两路正负直流电压，经过

和

稳压后得到+12V和-12V电源给运算放大器和霍尔传感器等供电。

8V输出绕组经过整流滤波后产生+5V直流电压，经过

滤波后，连接DSP的Vcc引脚，同时该+5V电压作为3.3V电源的产生源。

的输出作为数字3.3V供电源，

的输出作为模拟3.3V供电源，同时作为A/D转换器的参考源。

第6章控制、检测、保护电路原理设计

6.1控制电路设计

为了完成各种开关算法，控制电路需要采用具有高速处理能力的芯片为主控制芯片，其主要功能应包括：

（1）电网电压电流信号实时采样检测，保证电路输出与电网电压同频同相；

（2）采样并网电流和中间直流电压；

（3）产生PWM控制脉冲信号，经驱动电路转换放大后驱动IGBT开关管；

（4）过电压过电流检测与保护信号产生；

（5）系统运行状态的监视和控制、故障保护和复位。

基于TMS320LF2407的最小系统设计，如图6.1.1所示：

图6.1.1DSP最小系统组成框图

6.1.1TMS320LF2407的主要特点

6.1.2基于TMS320LF2407的控制电路的设计

（1）电源电路设计

虽然我们在5.4节中设计了一组控制电路辅助电源电路，但考虑到要同时给TMS320LF2407提供稳定的+3.3V的工作电压和上电复位信号，如图6.1.2.1所示，因此我们针对TMS320LF2407另外再设计一组独立的电源电路，我们选用TI公司专为DSP供电所设计的电压转换芯片TPS7333Q，芯片输入为5V，输出为3.3V，该芯片输出稳定，最大35mV损耗电压，并具有上电复位功能。

复位引脚连接到DSP的TRST端，当输出电压不稳定或初始上电时，RESET引脚将产生200ms的复位延迟对DSP进行保护。

图6.1.2.1+3.3V供电电源及上电复位电路

TMS320LF2407有两个复位源，即外部复位引脚复位和看门狗定时器溢出复位。

复位方式有三种，即上电复位、手动复位和软件复位，前两种可以通过硬件电路来实现复位，后一种而通过软件编程实现。

我们再采用一种手动复位方式。

如图6.1.2.2所示，为了在复位（

）引脚上产生一个外部复位脉冲，通常需要一个宽度为几个纳秒的有效低电平脉冲。

在参数选择上，使脉冲有效宽度为至少一个时钟周期的脉冲，在Vcc与

引脚间串一个上拉阻值为10k

保证芯片有效复位。

（TMS320LF2407系统设计及外扩CAN总线设计）

图6.1.2.2手动复位电路

（2）时钟电路

LF2407的时钟发生器可有两种方式：

一是外接晶振同内部振荡器产生时钟，如图6.1.2.3所示，即将晶振连接在XTAL1/CLKIN和XTAL2引脚之间，这两个管脚各接一个负载电容

到地，LF2407内部振荡器被使能，生成时钟。

晶振应具有30

的有效串阻和1mW的功耗。

二是直接用外部晶振时钟。

我们采用第一种。

图6.1.2.3外部晶振连接

6.2信号检测电路设计

信号检测电路为控制电路提供准确的系统运行信息，是控制系统的重要组成部分，通过对各个被控量的检测，将检测结果送入DSP，DSP根据确定的算法对检测信号进行处理并给出相应的响应量，来实现系统整体控制策略。

与此同时，通过对部分信号的检测还可以在其超出安全值域时发出警报，使DSP采取相应的保护措施，从而有效的保护整个系统。

5.1

5.2

6.2.1电网电压相位过零点检测电路

整个系统的运行需要已知电网电压的相位过零点，图6.2.1.1为过零点检测电路，输入为网侧A相电压，当电压为负半周时，C6经D6、D5、R2l充电到15V。

在A相电压通过零点进入正半周之后，A相电压由负值变为正值。

当正半周电压达到1.4V左右时，晶体管T4开始导通，C6即通过限流电阻R20、光耦中的LED和

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