高效率开关电源设计实例.docx

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高效率开关电源设计实例

高效率开关电源设计实例--10W同步整流Buck变换器

以下设计实例中，包含了各种技巧来提高开关电源的总体效率。

有源钳位和元损吸收电路的设计主要依靠经验来完成的，所以不在这里介绍。

采用新技术时必须小心，因为很多是有专利的，可能需要直接付专利费给专利持有人，或在购买每一片控制IC芯片时，支付附加费用。

在将这些电源引入生产前，请注意这个问题。

10W同步整流Buck变换器

应用

此设计实例是PWM设计实例1的再设计，它包括了如何设计同步整流器（）。

在设计同步整流开关电源时，必须仔细选择控制IC。

为了效率最高和体积最小，一般同步控制器在系统性能上各有千秋，使得控制器只是在供应商提到的应用场合中性能较好。

很多运行性能的微妙之处不能确定，除非认真读过数据手册。

例如，每当作者试图设计一个同步整流变换器，并试图使用现成买来的IC芯片时，3／4设计会被丢弃。

这是因为买来的芯片功能或工作模式往往无法改变。

更不用说，当发现现成方案不能满足需求时，是令人沮丧的（见图20的电路图）。

设计指标

输入电压范围：

DC+10～+14V

输出电压：

DC+

额定输出电流：

过电流限制：

输出纹波电压：

+30mV（峰峰值）

输出调整：

±1％

最大工作温度：

+40℃

“黑箱”预估值

输出功率：

+*2A=（最大）

输入功率：

Pout/估计效率=／=

功率开关损耗*0．5=

续流二极管损耗：

*=

输入平均电流

低输入电压时／10V=

高输入电压时：

／14V=0．8A

估计峰值电流：

1．4Iout（rated）=1．4×2．0A=2．8A

设计工作频率为300kHz。

电感设计（参见）

最恶劣的工作情况是在高输入电压时。

式中Vin（max）——可能的最大输入电压。

Vout——输出电压。

Iout（min）——最小负载时的电流。

fsw——工作频率。

电感是个环形表面封装元件，市场上有多种标准表面封装的电感，这里选择的是Coileraft公司的D03340P-333（33μH）。

功率开关和同步整流器MOSFET的选择

功率开关：

功率开关要用一个变压器耦合的N沟道功率MOSFET。

这里打算使用一个S0-8封装的双N沟道MOSFET，以节省PCB空间。

最大输入电压是DCl4V。

因此，可以选用VDSS不低于DC+30V、峰值电流是2．8A的MOSFET。

选择过程的第一步是确定所用MOSFET的最大RDS（on），通过热模型可以确定这个值，最大的RDS（on）可由下式得到：

同时希望器件的耗散功率小于1W，所以估计的RDS（on）应小于所以选FDS6912A双N沟道MOSFET，它是S0-8封装，10V栅极电压时的导通电阻为28mΩ。

同步二极管：

要用一个大约是同步MOSFET连续额定容量的30％的肖特基二极管与MOSFET内部二极管并联，30V时约为0．66A。

这里使用MBRSl30，该二极管在流过0．66A时有0．35V的正向压降。

可替换的元件：

在写本书时，仙童半导体公司出品了一个集成的肖特基二极管和MOSFET，肖特基二极管直接并在MOSFET的硅片上（syncFET）。

SyncFET有一个40mΩN沟道MOSFET，与一个28mΩSyncFET一起封装，型号为FDS6982S。

输出电容（参见）

输出电容值由下列公式确定：

输入和输出滤波电容主要考虑的是流入电容的纹波电流。

在这个实例中，纹波电流和电感交流电流是相同的，电感电流最大值限定在2．8A，纹波电流峰峰值为1．8A，有效值大约为O．6A（约为峰峰值的1／3）。

采用表面安装钽电容，因为它的ESR只有电解电容的10％～20％。

在环境温度+85。

C=时，电容将降额30％使用。

最佳的电容是来自AVX公司的，它的ESR非常低，因此可以适应很高的纹波电流，但这是很特殊的电容。

在输出端可将下列两种电容并在一起。

AVX：

TPSEl07M01R01501OOμF（20％），10V，150mΩ，O．894A（有效值）

TPSE107M01R0125100／μF（20％），10V，125mΩ，0．980A（有效值）

Nichicon：

F750A107MD100μF（20％），10V，120mΩ，0．92A（有效值）

输入滤波电容（见）

这个电容要流过与功率开关相同的电流，电流波形是梯形的，从最初的lA很快上升到。

它的工作条件比输出滤波电容恶劣得多。

可把梯形电流看成两个波形的叠加来估计有效值：

峰值1A的矩形波和峰值1．8A的三角波，产生大约1．1A的有效值。

电容值由下式计算：

电压越高，电容值越低。

电容由两个1OOμF电容并联而成，它们是：

AVX（每个系统需两个）：

TPSl07M020R00851OOμF（20％），20V，85mΩ，1．534A（有效值）

TPSl07M020R0200100μF（20％），10V，200mΩ，1．0A（有效值）

选择控制IC芯片（U1）

期望的buck控制IC芯片的特性是：

1．直接从输入电压即可启动的能力。

2．逐周电流限制。

3．图腾柱MOSFET驱动器。

4．功率开关和同步整流器MOSFET之间延时的控制。

市场上绝大部分同步buck控制器都是用于+5～+1．8V微处理器调整电源的（如，+12V的Vdd和+5V的Vin）。

也有很多IC芯片可以提供足够的功能，使用者可以根据应用来选择这些功能。

在选择时，初选了两家加利福尼亚公司的产品，发现只有一种IC适合这种要求，就是Unitrode／TI的UC3580-3。

电压误差放大器的内部基准是2．5（1±2．5％）V。

设定工作频率（R7、R8和C8）

R8给定时电容C8充电，而R7给定时电容放电。

首先，要确定变换器最大占空比。

因为输出电压大约是最低输入电压的50％，所以选择最大占空比为60％。

从数据手册得

充电时间最大值是0．6／300kHz或2μs。

参数表上定时电容值lOOpF略偏小不会耗散太多能量。

这里采用这个值，因此R8的值是

伏-秒限制器（R4和C5）

这个IC芯片有前馈最大脉宽限制功能。

当输入电压增加时，Buck变换器工作脉宽会减少。

RC振荡器直接与输入电压相接，并且它的定时值与输入电压成反比。

它的定时时间设成比工作脉宽长30％。

如果伏．秒振荡器定时时间到了，而调整单元仍旧导通，则调整单元会被关断。

C5也取lOOpF，因为它的定时和振荡器一样，所以R4大约是47kΩ。

设定调整单元和同步整流器MOSFET之间的死区时间

根据MOSFET功率开关节可以进行开通和关断延时的计算，但仍需要在最初调试时调整R6（死区设定电阻）的值。

开始设成lOOns比较好，典型的MOSFET开通延时是60ns，100ns可以保证不会有短路电流。

IC所产生的死区延时是不对称的。

从数据手册的图表上看，100kΩ电阻产生开通延时大约为1lOns，关断延时为180ns。

在最初调试阶段就要设法减少这些延时。

延时使得二极管导通的时间太长，损耗就高，但还是工作在安全区。

栅极驱动变压器的设计（T1）

栅极驱动变压器是一个简单的1：

1正激式变压器。

对变压器没有特别的要求，因为它是小功率、交流耦合（双向磁通）的300kHz变压器。

用（10mm）的铁氧体磁环就足够了，如TDK公司的K5TIO×2．5×5（Bsat是3300G），或Philips公司的266T125-3D3（Bsat是3800G）。

从磁性元件的设计可知，产生1000G（0．1T）或0．3Bsat的匝数是

栅极驱动变压器用两根相同导线（约#30AWG）并绕。

为了方便，变压器绕在一个四引脚“鸥翅型”（gullwing）表面安装骨架上。

电流检测电阻（R15）和电压检测电阻分压器（R11和R13）

芯片只提供了一个最小O．4V阈值的关断引脚。

这里打算采用一个备用的过电流保护模式。

为了尽可能减小电流检测电阻的尺寸，将采用电流反馈检测电路的一种变型。

此处，0．35V是电压检测电阻分压器（R14）上的压降。

那么R15为

R15=3A=Ω（取20mΩ）

戴尔（Dale）电阻是WSL-2010-02-05。

设定流过电压检测电阻分压器的电流约为1．0mA。

这样R13和R14的总电阻是

Rsum==Ω

R14为

R14=0。

35V/=350Ω（取360Ω）

则R13为

R13=Ω-360Ω=Ω（取Ω,1%精度）

则R11为

R11=（）/1mA=Ω（取Ω,1%精度）

电压反馈环补偿（见）

这是一个电压型正激式变换器。

为了得到最好的瞬态响应，将采用双极点、双零点补偿法。

确定控制到输出特性:

输出滤波器极点由滤波电感和电容决定，且以-40dB／dec穿越OdB线。

它的自然转折频率是

输出滤波电容引起的零点（ESR是两个150mΩ并联）是

功率电路直流绝对增益是

计算误差放大器补偿极点和零点

选择15kHz穿越频率能满足大部分的应用场合，这使得瞬态响应时间约为200μs。

fxo=15kHz

首先，假定最终闭合回路补偿网络以-20dB／dec下降，为获得15kHz穿越频率，放大器必须提高输入信号增益，即提高博德图中的增益曲线。

Gxo=20lg（fxo/ffp）-GDC=20lg（15kHz/1959Hz）

Gxo=G2=+dB

Axo=A2=dB（绝对增益）

这是中频段（G2）所需的增益，以获得期望的穿越频率。

补偿零点处的增益是：

=

A1=（绝对增益）

为补偿两个滤波器极点，在滤波器极点频率的一半处放置两个零点：

第一个补偿极点置于电容的ESR频率处（4020Hz）：

第二个补偿极点用于抑制高频增益，以维持高频稳定性：

现在可以开始计算误差放大器内部的元件值，见图19。

最终所设计的电路见图20。