风电变流器网侧PWM变换器的数学模型和控制框图.docx

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风电变流器网侧PWM变换器的数学模型和控制框图

风电变流器网侧PWM变换器的数学模型和控制框图（总19页）

文：

裴景斌周维来孙敬华　  来源：

九洲电气

摘要：

本文介绍了风电变流器网侧PWM变换器的数学模型和控制框图,给出了控制电路的硬件构成和软件流程,并给出实验波形。

关键词：

风电变流器，PWM，控制器

0引言

　　PWM变换器的控制技术是风力发电技术的核心技术之一，本文设计的PWM变换器是基于PI调节器的双闭环控制系统，并对提高网侧PWM变换器抗扰动性能的前馈控制策略进行了研究。

采用改进的前馈控制策略，对于负载扰动和电网电压三相平衡跌落，具有很好的抗干扰能力。

1 PWM变换器的数学模型和控制框图

 PWM变换器d-q轴下的数学模型

 图1 PWM整流器主电路

将三相静止对称轴系中PWM整流器的一般数学模型经坐标变换后，即得到VSR的dq模型，可解决对时变系数微分方程的求解，便于对参量解耦及获得控制策略。

坐标系及矢量分解如图2所示，其中（d,q）轴系以电网基波角频率ω同步逆时针旋转。

 图2坐标系及矢量分解 

根据幅值不变原理，进行矢量分解。

经推导，可得同步旋转（d,q）轴系下的PWM整流器数学模型：

式中 ed,eq——电网电压E的d,q轴分量；

     ud,uq——VSR交流侧电压矢量U的d,q轴分量；

      id,iq——VSR交流侧电流矢量I的d,q轴分量。

PWM整流器的控制策略 

三相VSR控制系统设计采用双闭环控制，电压外环主要控制三相VSR直流侧电压稳定在指定值，电流内环按照电压外环输出的电流指令对有功无功电流进行控制，在同步旋转（d,q）轴系下电流控制器跟踪参考电流产生合适的参考电压。

然后，参考电压矢量被转换到三相静止轴系中，产生PWM脉冲，驱动开关。

（1）      电网电压定向矢量控制

选取d轴与电网电压矢量E重合，则d轴表示有功分量参考轴，而q轴表示无功分量参考轴。

此时，电网电压的q轴分量eq为零。

为了实现单位功率因数，无功电流分量iq的参考值iq*设为零。

VSR双闭环控制系统结构图如图3所示。

图3VSR双闭环控制系统结构框图

由式（1-1）可以看出，变换器交流侧电流的d,q轴分量存在着相互耦合，无法对电流的d,q轴分量进行单独控制，给控制器设计造成一定困难。

为此，可采用前馈解耦控制策略，对usd,usq进行前馈补偿。

当电流调节器采用PI调节器，则指令电压可以计算为

                       （1-2）

式中 iq*,id*——电流id,iq的指令参考值。

（2）       电流内环的前馈解耦控制

VSR电流内环控制结构框图如图4所示。

图4 VSR电流内环控制结构框图

由于电流的d,q轴分量具有对称性，id,iq控制器可以使用相同的参数，因此主要对id控制器进行设计。

由图4可以看出：

PI调节器的输出补偿了交流侧电感和电阻上的电压降；控制器采用电流d,q轴分量的解耦项抵消了VSR系统中电流d,q轴分量的交叉耦合项；电网电压的前馈分量抵消了VSR系统中电网电压的影响。

解耦后，被控对象简化为交流侧电感，控制量为流过电感的电流。

显然系统为线性系统，可以采用线性控制理论进行控制器设计。

改进的前馈控制策略 

VSR的传统控制方式下只有d轴电流可供控制，致使负载突变时动态响应受到限制[23]。

当负载电流iL变化时，首先使直流输出电压Udc偏离设定值，然后通过电压调节器的调节，减小直到消除Udc同设定值之间的差，系统重新进入稳态。

可见，负载电流iL对于整个控制系统而言是一个外部扰动信号。

根据控制理论，前馈控制可以消除扰动对系统的影响，引入前馈控制后能克服电压调节环调节速度慢的不足，从而改善系统的动态响应，减小负载扰动对系统的影响。

忽略三相VSR桥路自身损耗和开关器件的开关损耗，则三相VSR交流侧有功功率Pac应与桥路直流侧功率Pdc相等。

且eq=0，稳态运行时有

式中 Kf'——负载电流与指令电流的比例系数，Kf'=id*/iL；

Kf''——输入电压d轴分量与指令电流比例系数，Kf''=edid*。

式（1-5）是负载电流前馈控制[24]。

由式（1-5）可以看出，母线电压与电网电压直接相关，因此负载电流前馈控制对电网电压波动的抗干扰能力较差。

式（1-6）是输入电压的一种前馈控制[21]。

由式（1-6）可以看出，母线电压稳态时与电网电压无关，对电网电压的波动具有较强的抗干扰能力。

但是，此时母线电压与负载电流直接相关，对负载变化的抗干扰能力较差。

因此，本文采用了一种改进的前馈控制策略，对负载扰动和电网电压的波动具有很好的抗干扰能力。

令

由式（1-8）可以看出，母线电压稳态时与负载和电网电压都无关。

负载或电网电压发生变化时，前馈信号都能够动态跟踪变化，快速调整进线电流，维持输入与输出之间的功率平衡，从而维持母线电压的稳定。

VSR控制系统中电流参考信号id*由电压PI控制器的输出和前馈信号两部分组成。

改进的前馈控制框图如图5所示。

 图5改进的前馈控制方案

2控制器的硬件设计

硬件控制电路是以TI公司的TMS320F2812为核心的控制板。

其主要功能有采样信号的调理，PWM脉冲的产生，D/A信号输出，网侧电压过零点检测等。

风力发电机组的核心控制由主控制系统和PWM变流控制系统共同实现，其中主控系统的作用是实现整机的控制，包括风速测量、功率计算、PWM变流系统的指令给定、变速变桨控制、所有接触器的控制等，变流控制系统的作用是根据主控板提供的给定信号，分别向变流系统中的电机侧逆变器、制动单元和并网逆变器发出相应控制脉冲，使发电机的能量通过整流、和逆变后送入电网，在保持中间直流电压恒定的同时，使逆变器输出电流达到电网连接要求。

控制系统硬件框图如图6所示:

DSP外围电路由以下几部分成:

（1）电源及复位电路,此功能由TPS70351芯片实现,该芯片可以输出和两种电压,满足DSP供电的需要。

同时可以输出复位信号,并可以接手动位按钮。

（2）AD基准电路，2812芯片内部自带AD采样的基准电路,可以满足AD采集的需要,也可以利用电压源和运放芯片产生1V和2V的信号提供给DSP,提高AD采集的精度。

由于2812芯片只能接受0—3V的电压信号,而信号调理板给DSP控制板的信号为双极

性信号,所以需要把信号抬高后再送给DSP。

恰好可以利用DSP输出的1V和2V信号给一运放芯片,把双极性的模拟量输入调整到0-3V之间。

（3）D/A输出电路,采用并口16位DA芯片AD574。

（4）PWM输出驱动和IGBT故障检测电路。

（5）模拟量输入调理电路，由差分放大器INA114和运放INA2137组成。

 图6PWM

控制器DSP控制板硬件框图

3软件流程图

控制系统软件由主程序和两个主要的中断服务程序组成,主程序实现软件的初始化,初始化系统控制相关寄存器,I/O口初始化,定时器初始化,PWM波形输出相关寄存器初始化,AD采集相关寄存器初始化，PI调节器参数初始化,中断初始化等。

系统包含两个主要中断服务程序,AD采集中断主要负责模拟量的采集,主中断服务程序实现电压电流的坐标变换,具体的变换过程可以参考控制框图,软件锁环节保证变流器输出的电压电流同相位,实现单位功率因数,SVPWM算法的采用保证了启动电流波形冲击小且THD值低。

控制系统的软件流程图见图7。

 图7系统软件流程序图

 4实验结果

由图8和图9可以看出,本文设计的PWM变换器控制器实现了单位功率因数,并且保证了直流母线电压和逆变器输出电流启动平稳,无超调,启动电流冲击小。

 图8 A相电压和电流波形

 图9 直流母线电压和一相电流波形

 　　本文设计的PWM变换器控制器已经成功运用于哈尔滨九洲电气股份有限公司风电变流器实际生产中,并取得了良好的经济效益和社会效益。

参考文献：

风电系统中大功率逆变器及其相应调制策略分析

点击数：

589

李建林，胡书举，邵桂萍，王宇龙，赵斌，许洪华

中国科学院电工研究所，北京100080

    摘要  风电系统对中压大功率逆变器的需求日益增加，大功率逆变器已引起人们极大的兴趣。

就当前水平的各种大功率逆变器的拓扑：

器件串并联型大功率变频器、多电平大功率变频器、并联逆变器、变频器多重化、多电平结合多重化型变频器及其相应的调制策略进行了详尽的分析，得出了一些有益的结论。

    关键字  风电系统；大功率；逆变器；拓扑；调制策略

AnalysisonTopologyandModulationStrategyforHighPowerInverterinWindPowerSystem

LIJianlin，HUShuju，SHAOGuiping，WANGYulong，ZHAOBin，XUHonghua

InstituteofElectricalEngineering,ChineseAcademyofScience，Beijing100080China）

    Abstract  Duetothegreatdemandofmedium-voltagehigh-powerinverterforwindpowersystem,thehighpowerinverterhasdrawntremendousinteresteversince.Itispresentedadetailedreviewfortopologiesandmodulationstrategyforhighpowerinverter,suchasdeviceseriesandshunt,multilevelinverter,parallelinverter,multimodularinverter,multimodularandmultilevelinverter.Thevaluableresultisdrawn.

    Keywords  windpowersystem；highpower；inverter；topology；modulationstrategy

0引言

在目前的MW级大容量变速恒频风力发电系统中，双馈型是主流机型，与双馈型相比，直驱型减少了齿轮箱，降低了系统成本和维护成本，因为齿轮箱价格昂贵，易于损坏且维修复杂，我国尚不能完全独立生产；发电机采用永磁同步发电机，能量密度大，转速低，可靠性提高；但直驱型所用的逆变器需要传递全部电能，对容量要求比较大，增加了逆变器的制造难度，同时，永磁同步发电机转速很低，发电机体

积大、成本较高。

风力发电机的单机容量越来越大，更多的风力发电拓扑正在被研究和开发中。

就目前情况来看，双馈型风力发电机仍占主流，然而直驱型风力发电机组以其固有的优势也逐渐受到关注，例如我国新疆金风科技股份公司已研制成功MW直驱型风力发电机组并成功实现并网运行。

直驱型风力发电系统中，电能都要通过逆变器传递到电网上，这就要求功率器件具备较高的功率等级。

然而受功率器件耐压极限和制作工艺的限制，单一功率器件的容量是有限的，同时，由于逆变器的功率很大，基于降低开关损耗，器件的开关频率也不可能太高，但开关频率太低又会导致逆变器输出波形的畸变率增加，进而增加后续滤波器的设计难度，并对电网产生污染。

因此适合于直驱型风力发电系统的逆变器拓扑须很好地进行研究。

逆变器作为风力电能回馈至电网的唯一通路，对其容量、可靠性、响应速度和并网特性等各方面要求很高。

逆变器的设计和制造，是直驱型风力发电系统的一个重点和难点，它对于整个系统的稳定、高效运行很重要，掌握这项技术，对于推动我国风力发电事业的发展，增强风力发电领域的自主创新能力，具有十分重要的意义。

1大功率逆变器拓扑结构

逆变器的作用是完成电能由直流到交流的变换，逆变器的研究和发展现状同变频器的发展状况密切相关，这是因为在变频器主要采用的交－直－交变频方案中，第一部分需要整流来完成，而第二部分便需要逆变来完成。

大功率是指功率等级在数百kW以上，而高电压是指电压等级为3kV，6kV，10kV或更高，高压变频器采用的方案有交－交变频器和交－直－交变频器等]。

交-交变频器由于谐波污染严重，功率因数低等缺点，需要增加滤波装置，无功补偿装置等，从而增加了设备的投资；随着全控电力电子器件的蓬勃发展，变频器领域已逐步出现交-直-交变频器一统天下的局面。

可以这样说，大功率变频器的研究现状，在一定程度上也就是大功率逆变器的研究现状，回顾高压大功率逆变器以及大电流大功率逆变器的发展历史及现状，对于研究大功率逆变器具有重要的借鉴意义。

器件串并联型大功率变频器美国罗克韦尔（AB）公司18脉冲整流器的Bulletin1557变频器拓扑如图1所示，其电路结构为交-直-交电流源型，采用功率器件GTO串联的两电平逆变器，是利用器件的串联实现高压，从而提高逆变器容量的。

由图1可以看出，Bulletin1557变频器前端采用18脉冲晶闸管整流，中间经电抗器后直接与后端GTO串联两电平逆变器相接，拓扑结构简单，故障点少。

成都佳灵电气制造有限公司采用IGBT直接串联方式研发成功了高压变频器，使高压变频器具有和低压变频器一样简单的结构。

其拓扑结构如图2所示，可以看出该系统由电网高压直接经高压断路器进入变频器，经过高压二极管全桥整流、直流平波

电抗器和电容滤波，再经逆变器逆变，加上正弦波滤波器，简单易行地实现高压变频输出，可供给高压电动机或接变压器耦合入电网。

采用器件串并联方式提高逆变器的功率，具有拓扑结构简单，功率器件个数少等优点。

但器件串联会带来器件的均压问题，器件并联会带来器件的均流问题，因而对驱动电路的要求也大大提高，要尽量做到串并联器件同时导通和关断，否则由于各器件开断时间不一，承受电压不均或分流不均，会导致器件损坏甚至整个逆变器崩溃。

多电平大功率变频器

多电平变频器本质依赖于内部多电平逆变器的“多电平逆变”功能，相对于传统的两电平变频器，其主要优点在于单个器件承受的电压应力小，更容易实现高压大功率；在相同开关频率下，输出波形更接近正弦波，谐波含量更低；同时还大大减轻了电磁干扰（EMI）问题。

ABB公司生产的ACS1000系列变频器采用三电平拓扑结构。

其内部逆变器部分功率器件采用集成门极换流晶闸管（IGCT），所用拓扑为二极管箝位型三电平拓扑，输出的电压等级有kV，kV和kV。

图3所示为ABB公司ACS1000系列12脉冲整流三电平电压源变频器的主电路拓扑图。

西门子公司采用高压IGBT器件，生产了与之类似的变频器SIMOVERTMV。

法国阿尔斯通（ALSTOM）公司采用飞跨电容型四电平拓扑，基于功率器件IGBT生产出ALSPAVDM6000系列高压变频器，其主电路拓扑如图4所示。

分析图4可知，该拓扑在功率器件串联的基础上，引入了电容进行箝位，保证了电压的安全分配。

其主要特点为：

1）通过整体单元装置的串并联拓扑结构以满足不同的电压等级（如kV，kV，kV，10kV）的需要；

2）可使系统普遍采用直流母线方案，以实现多台高压变频器之间能量的互相交换；

3）这种结构没有传统结构中的各级功率器件上的众多分压分流装置，消除了系统可靠性低的因素，从而使系统结构非常简单可靠，易于维护；

4）输出波形非常接近正弦波，可适用于普通感应电机和同步电机调速，而无须降低容量，没有dv/dt对电机绝缘等的影响；

5）ALSPAVDM6000系列高压变频器可根据电网对谐波的不同要求采用12脉冲、18脉冲的二极管整流或晶闸管整流。

法国ALSTOM还基于IGCT开发出了飞跨电容型五电平变频器。

飞跨电容型多电平逆变器的优点是多电平输出、电路结构简单、可满足高压运行要求，缺点是需要的电容多、控制技术复杂、且需要额外的电容预充电电路。

并联逆变器并联逆变器运行过程中，两个或多个逆变器单元呈并联形式向负载或电网送出功率。

德国BENNING电源电子有限公司的逆变器产品便是采用的并联逆变器拓扑，如图5所示。

其特点为：

1）采用高频开关技术及复杂的生产技术和高质量的电子元器件，结构紧密、重量轻、效率高；

2）多个逆变单元并联，可实现n+1冗余，可靠性高，并可给线性与非线性负载供电；

3）所有的监测与控制单元内在的安全设计确保对连接的负载不间断供电；

4）加装了EUE（静态电子旁路）以提高系统安全性。

逆变器并联提高了电流等级，从而提高了逆变器的功率，且易于实现多级冗余并联，提高整体运行的稳定性。

然而，多个逆变器单元并联运行，增加了控制的难度，且还可能引起环流问题，因此应选用一定的调制方案和控制方法加以控制和抑制。

变频器多重化

多重化技术就是每相由几个低压PWM变流模块串联而成，各变流模块由一个多绕组隔离变压器供电来实现大功率。

多重化技术从根本上解决了一般6脉冲和12脉冲变频器所产生的谐波问题，可实现完美无谐波变频。

美国罗宾康（Robicon）公司利用单元串并联多重化技术，生产出了功率为315kW~10MW的完美无谐波（PerfectHarmony）高压变频器，无须输出变压器实现了直接kV或6kV高压输出。

其中共采用了三项高压变频技术：

1）在输出逆变部分采用了具有独立电源的单相桥式SPWM逆变器直接叠加技术；

2）在输入整流部分采用了多相多重叠加整流技术；

3）在结构上采用了功率单元模块化技术，实现了完美无谐波的输出波形，无须外加滤波器即可满足各国供电部门对谐波的严格要求，其功率因数可达以上，THD<1%，总体效率高达97%。

如图6所示，每个变流模块均为三相输入、单相输出的低压PWM电压型变流器，变流模块的拓扑如图7所示。

每个变流模块可以输出-1，0，1三种电平，每相5个功率单元叠加，就可以产生11种不同的电平，分别为±5U，±4U，±3U，±2U，±U，0，其中U为每个变流单元输出的最大电压。

用多重化技术构成的高压变频器，也称为单元串联多电平PWM电

压型变频器，拓扑中采用功率单元串联，而不是用传统的器件串联来实现高压输出，因此不存在器件均压问题。

每个功率单元承受全部的输出电流，但仅承受1/5的输出相电压和1/15的输出功率。

变频器由于采用多重化PWM技术，由5对依次相移12°的三角载波对基波电压进行调制。

对A相基波调制所得的5个信号，分别控制A相5个功率单元，经叠加后可得具有11级阶梯的相电压波形，线电压波形具有21阶梯，相当于30脉波变频，理论上29次以下的谐波都可以抵消。

其缺点主要有：

1）使用的功率单元及功率器件数量太多，装置的体积大，重量大；

2）无法实现能量回馈及四象限运行，无法实现制动；

3）当电网电压与电机电压不同时，无法实现旁路切换控制。

多电平结合多重化型变频器图8所示为日本富士公司采用高压IGBT开发的中压变频器FRENIC4600FM4系列拓扑图[9]，该拓扑汇集了多电平和多重化变频器的许多优点，以多个中压三电平PWM变流模块多重化串联的方式实现直接高压输出，因此构成了一个双完美无谐波系统，即对电网为多重叠加整流，达到和超过了国际谐波标准（IEEE519-1992）的要求；对电动机为完美无谐波正弦波输出，可以直接接任何品牌的交流笼型电动机。

由于该类型变频器采用了高压整流二极管和高压IGBT，因此系统主回路使用的器件大为减少，提高了可靠性，降低了损耗，变频器的综合效率可达98％，功率因数可达。

然而，如图9所示，其变流

模块采用的是12脉冲整流结合二极管箝位三电平拓扑，所用器件个数多，导致整体性价比较低，因此价格优势并不大。

级联H桥型逆变器级联H桥多电平逆变器是目前工业应用较为成熟的一种拓扑结构，见图10。

国内外有多家公司的变频器逆变部分都是基于H桥级联多电平拓扑的，例如美国罗宾康（Robicon）公司的HARMONY系列变频器。

电网电压经变压器降低到所允许的电压，在逆变器各相中，串入单相逆变器，实现高压输出，直接供给高压电动机。

这种方式不需要输出变压器，电流波形接近正弦，其输出电压的高低范围由串入的单相逆变器数量决定。

由于采用直接高压输出，内部省去了升压变压器，故有体积小、效率高、输出频率范围宽等优点，应用较为广泛，但是需要有多组独立的直流母线。

2调制策略

调制策略的选择对于逆变器是至关重要的，不同的调制策略，在可靠性、谐波含量、成本等方面对逆变器都有重要影响。

目前常用的调制策略有如下几种：

优化PWM策略、基于载波及载波组的PWM策略、空间矢量调制（SpaceVectorPWM,简称SVPWM）、载波相移正弦波脉宽调制（CarrierphaseshiftedSPWM，简称CPS-SPWM）、错时采样空间矢量

调制（SampleTimeStaggeredSVM，简称STS-SVM）等。

优化PWM策略

优化PWM策略是基于输出电压波形的傅里叶级数表达式，以消除低次谐波、总谐波畸变率最小和转矩脉动最小等要求为目标函数，求解PWM脉冲波形的一种方法。

其中特定谐波消除调制方法（SelectedHarmonicEliminatedModulation，简称

SHEM）是最常用的优化PWM方法。

但由于优化PWM方法需要采用数值方法计算大量的开关角度，实时在线计算较为困难。

另外由于开关模式已被预先设定，这种方法在控制上的灵活性较差，主要应用在一些对输出电压调节要求不高的场合，如静止无功补偿器等。

基于载波及载波组的PWM技术基于载波的PWM技术是基于采样控制理论中“冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同”的结论。

通常选择载波为三角波，根据载波与调制波的相交点作为开关状态切换的依据，原理简单，算法也比较成熟。

基于载波组的PWM技术是单一载波PWM的延伸和推广，可广泛应用于具有多组开关的拓扑中，根据载波组中各载波的相位关系，还可以进一步细分为如图11所示的A、B、C三种。

空间矢量调制

空间矢量调制以三相对称正弦波电压供电时三相对称电动机定子的理想磁链圆为基准，由三相逆变器不同的开关模式所产生的实际磁链矢量去逼近基准磁链圆，并由它们比较的结果决定逆变器的开关状态。

与载波调制相比，SVM方法具有直流电压利用率高、谐波性能好、易于数字化实现等诸多优点。

因此在二电平逆变器和三电平NPC逆变器中得到了广泛的研究和应用，在二电平逆变器中的应用较为成熟。

但随着电平数的增加，逆变器空间电压矢量数目急剧增加，增加了SVM方法选择空间电压矢量的难度，使得多电平SVM方法大多都十分复杂，实现起来需要较多的计算时间。

载波相移正弦波脉宽调制

CPS-SPWM技术由于能在大功率场合实现SPWM技术，可以极大地改善输出波形，减小输出谐波，从而相应减小了滤波器的容量，降低了成本，并可以提高系统等效开关频率和传输带宽，但需要增加相应的控制电路和脉冲产生电路。

错时采样空间矢量调制

STS-SVM是受CPS-SPWM技术启发，融合SVM调制方法而得到一种适合多电平变流器的空间矢量调制方法。

简而言之就是将各变流器单元的采样时间错开。

具体地讲，在组合变流器中，n个变流器单元在相同频率调制比KC、幅度调制比m下，进行SVM调制；各变流器单元采样时间依次相位差为2π/nKC。

STS-SVM技