谐波抑制和无功功率补偿王兆安第八章.docx
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谐波抑制和无功功率补偿王兆安第八章
第8章高功率因数变流器
第4章、第5章和第7章论述的都是设置补偿装置来补偿无功功率和谐波。
对于作为主要谐波源且功率因数很低的整流器来说，抑制谐波和提高功率因数的另一种方法就是对整流器本身进行改进，使其尽量不产生谐波且电流和电压同相位。
这种整流器称为高功率因数变流器或高功率因数整流器[165]。
当功率因数近似为1时可称为单位功率因数变流器。
与设置补偿装置来补偿谐波和无功功率相比，在某种意义上说，本章介绍的改进变流器自身性能的方法是一种更为积极的方法。
采用整流器的多重化来减少谐波的方法是一种传统方法。
用这种方法构成的整流器还不能称之为高功率因数整流器，但是它对减少谐波是很有效的，并因而也使功率因数有所提高，所以在本章加以介绍。
这种方法目前仍在广泛应用。
采用全控型开关器件构成的PWM整流器功率因数可接近1，已在某些领域获得应用，这种电路适用于中等容量的整流器。
带斩波器的二极管整流电路也可得到接近1的功率因数，适用于小功率范围，已在各种开关电源中获得了广泛的应用。
此外，一种新型的矩阵式变频电路正在受到人们的关注。
这种变频器中没有中间直流环节，属于直接变频器，它也是一种高功率因数变流器。
8.1整流电路的多重化和自换相整流电路
将几个桥式整流电路多重联结可以减少输入电流谐波，采用自换相整流电路可以提高位移因数。
此外，在晶闸管多重整流电路中采用顺序控制的方法也可提高功率因数。
如把上述方法配合使用，会产生更好的效果。
8.1.1移相多重联结[101]
整流电路的多重联结有并联多重联结和串联多重联结。
在采用并联多重联结时，需要使用平衡电抗器来平衡各组整流器的电流。
对于交流输入电流来说，采用这两种多重联结方式的效果是相同的，因此这里只叙述串联多重联结时的情况。
采用多重联结不仅可以减少交流输入电流的谐波，同时也可减小直流输出电压中的谐波幅值并提高纹波频率，因而可减小平波电抗器。
为了简化分析，下面的论述均不考虑变压器漏抗引起的重叠角，并假设整流变压器各绕组的线电压之比为1:
1。
1.移相30构成串联2重联结
图8-1是这种电路的原理图。
整流变压器二次绕组分别采用星形和三角形接法构成相位相差30、大小相等的两组电压，接到相互串联的2组整流桥。
因绕组接法不同，变压器一次绕组和两组二次绕组的匝比如图所示，为1:
1:
。
图8-2为该电路输入电流波形图。
其中图c的i’ab2在图8-1中未标出，它是第II组桥电流iab2折算到变压器一次侧A相绕组中的电流。
图d的总输入电流iA为图a的ia1和图c的i’ab2之和。
图8-1移相30串联2重联结电路
对图8-2波形进行傅里叶分析，可得其基波幅值和n次谐波幅值An分别如下：
（8-1）
图8-2移相30串联2重联结电路电流波形
（8-2）
即输入电流谐波次数为11、13；23、25；35、37…，其幅值与次数成反比而降低。
该电路的其他特性如下：
直流输出电压
（单桥时为，为输入线电压有效值）
直流输出电压纹波频率12f
（单桥时为6f，f为电源频率）
输入电流有效值=1.577
（单桥时为0.8165）
输入电流总畸变率=0.1522
（单桥时为0.3108）
位移因数cosϕ=cosα（单桥时相同）
功率因数λ=νcos=0.9886cosα
（单桥时为λ=0.9549cosα，ν为位移因数）
2.移相20构成串联3重联结
图8-3是其电路图，其中整流桥采用简化画法。
对于整流变压器来说，采用星形三角形组合无法移相20，这里第I、III组绕组采用了曲折接法。
这种接法的每相由对应于一次侧不同相的绕组串联而成，改变绕组的匝比可以实现任意角度的相移。
以一次侧每相绕数匝数为1时，通过求解图8-3中第I组桥a1相绕组的三角形可得图中绕组x和y的匝数分别为
（8-3）
（8-4）
图8-3移相20串联3重联结电路
图8-4移相20串联3重联结电路输入电流波形
图8-4为整流变压器一次侧输入电流波形。
其基波幅值和谐波幅值分别为
（8-5）
（8-6）
即输入电流谐波次数为17、19；35、37；53、55…。
其幅值与次数成反比而降低。
该电路的其他特性如下：
直流输出电压
直流输出电压纹波频率18f
输入电流有效值=2.351
输入电流总畸变率THDi=0.1011
位移因数cosϕ1=cosα
功率因数=0.9949cosα
3.移相15构成串联4重联结
图8-5是其电路图，整流变压器二次侧移相15也是采用曲折接法实现的。
图中绕组x和y的匝数分别为
（8-7）
（8-8）
图8-5移相15串联4重联结电路
图8-6为整流变压器二次侧输入电流波形。
其基波幅值和谐波幅值分别为
（8-9）
（8-10）
即输入电流谐波次为23、25；47、49；71、73…。
其幅值与次数成反比而降低。
该电路其他特性如下：
直流输出电压
直流输出电压纹波频率24f
输入电流有效值=3.128
图8-6移相15串联4重联结电路输入电流波形
输入电流总畸变率=0.0757
位移因数cosϕ1=cosα
功率因数=0.9971cosα
从以上论述可以看出，采用多重联结的方法并不能提高位移因数，但可以使输入电流谐波大幅减小，从而也可以提高功率因数。
另外值得注意的是，直流输出电压为各桥电压之和，但输入电流有效值却小于各桥输入电流有效值之和。
这是因为直流输出电压是平均值相加，而输入电流是相位不同的电流分量相加后再求有效值，因此总有效值比各分量有效值之和要小一些。
8.1.2多重联结电路的顺序控制
上一小节介绍的多重联结电路中，各整流桥输入电压错开一定相位，但工作时各桥的控制角α是相同的。
这样可以使输入电流谐波含量大为降低。
本小节介绍的顺序控制则是另一种思路。
这种控制方法只对多重联结的各整流桥中的一个桥的α角进行控制，其余各桥的工作状态则根据需要输出的整流电压而定，或者不工作而使该桥输出直流电压为零，或者α=0而使该桥输出电压最大。
根据所需总直流输出电压从低到高的变化，按顺序依次对各桥进行控制，因而被称为顺序控制。
采用这种方法并不能降低输入电流中的谐波，还会导致偶次谐波的出现。
但是各组桥中只有一组在进行相位控制，其余各组或不工作，或位移因数为1，因此总的功率因数得以提高。
图8-7给出了用于电气化铁道的3重晶闸管顺序控制的一个例子，通过这个例子来说明多重联结电路顺序控制的原理。
图a为电路图，图b、c分别为直流输出电压和交流输入电流的波形。
当需要输出的直流电压低于三分之一最高电压时，只对第I组桥的α角进行控制，连续触发T23、T24、T33、T34使其导通，这样第II、III组桥的直流输出电压就为零。
当需要输出的直流电压达到三分之一最高电压时，第I组桥的α角为0。
需要输出电压为三分之一到三分之二最高电压时，第I组桥的α角固定为0，第III组桥的T33和T34维持导通，使其输出电压为零，仅对第II组桥的α角进行控制。
需要输出电压为三分之二最高电压以上时，第I、II组桥的α角固定为0，仅对第III组桥的α角进行控制。
图8-7单相串联3重联结电路及顺序控制时的波形
当多重联结的单元桥个数为m（m>2）时，可依照上面介绍的方法类推进行顺序控制。
在对上述电路的一个单元桥的α角进行控制时，为使直流输出电压波形不含负的部分，可采取如下控制方法。
以第I组桥为例，当电压相位为α时，触发T11、T14使其导通并流过直流电流，在电压相位为时，触发T13，则T11关断，通过T13、T14续流，桥的输出电压为零而不出现负的部分。
电压相位为+α时，触发T12，则T14关断，由T12、T14导通而输出直流电压。
电压相位为2时，触发T11，则T13关断，由T11和T12续流，桥的输出电压为零，直至电压相位为2+α时下一周期开始，重复上述过程。
图8-2b、c的波形是直流输出电压大于三分之二最高电压时的总直流输出电压ud和总交流输入电流i的波形。
这时第I、II两组桥的α角均固定在0，第III组桥控制角为α。
从电流i的波形可以看出，正（或负）半周期内前后四分之一周期波形不对称，因此含有一定的偶次谐波，但其基波分量比电压的滞后少，因而位移因数高，从而提高了总的功率因数。
8.1.3自换相整流电路
采用全控型器件GTO、BJT、IGBT等可构成自换相整流电路。
这种电路可以不借助于电网电压进行换相，在任何需要的时刻都可以通过对门（基、栅）极的控制使开关器件关断。
利用这一特性可以提高整流电路的功率因数。
图8-8是采用GTO和二极管构成的单相桥式整流电路及其电压电流波形。
交流电压相位为α时触发T1，则T1和二极管D2导通，输出直流电压。
当电压相位为-α时，给T1门极施加负脉冲使其关断，负载电流通过二极管D1、D2续流。
在交流电压的负半周期，对T2进行类似的控制，这样就可得到图8-8b、c所示的直流输出电压ud和交流输入电流i的波形。
图8-8单相桥自换相整流电路及其波形
从图8-8的波形可以看出，采取上述控制方法后，电流i的基波分量和电源电压同相位，位移因数为1，从而提高了电路的功率因数。
图8-9给出了滞后超前控制的串联2重联结电路结构图[101]。
用于滞后相位控制的桥式电路I在电网换相区工作，可以采用晶闸管。
但如果也要求工作在逆变区，且为了防止逆变角过小时换相失败，就应该采用GTO等全控型器件。
用于超前相位控制的桥式电路II必须具有自换相能力，因此要采用自换相整流电路。
这种电路在工作时桥I作滞后控制，输入电流滞后于电压；桥II作超前控制，输入电流超前于电压。
不管根据要求的输出电压控制角如何变化，两组桥控制角的绝对值始终保持相等，从而使合成电流的基波分量和电压相位一致，位移因数保持为1。
图8-9滞后超前控制串联2重联结电路
图8-10滞后超前控制合成电流波形（1/2周期）
如不考虑重叠角，且直流电抗器足够大，控制角α在不同范围内变化时，合成电流半周期内的波形如图8-10所示。
的傅里叶级数表达式如下：
（8-11）
α角的不同区段内输入电流有效值I和功率因数分别如下：
0α30时
（8-12）
（8-13）
30α60时
（8-14）
（8-15）
60α90时
（8-16）
（8-17）
图8-11是滞后超前控制时功率因数和控制角α的关系曲线。
为了比较，图中还用虚线给出了单桥时的功率因数=（3/）cosα曲线。
可以看出，和单桥比较，采用滞后超前控制时功率因数提高了很多。
图8-11滞后超前控制时的功率因数曲线
滞后超前控制还有一个附带的效果，即交流电流的谐波含量比单桥时明显减少，这从图8-10的波形即可看出。
这也使得功率因数得以提高。
图8-12给出了采用滞后超前控制和采用单桥时相比输入电流谐波降低的情况。
图中纵坐标为滞后超前控制和单桥时输入电流中谐波有效值之比。
图8-12滞后超前控制使谐波有效值减小
上面以串联2重联结为例介绍了滞后超前控制。
如需要输出的电压较低而电流较大，也可以用并联多重联结电路进行滞后超前控制，其控制方式和效果和上述串联2重时相似。
为使两组桥电流均衡，应接入平衡电抗器。
8.1.4电容滤波二极管整流电路的多重联结
前几小节所述的多重联结电路的负载均为电感性的。
近年来以变频器、不间断电源为代表的交—直—交变流装置应用非常广泛。
这种变流器的整流部分大都采用带电容滤波的二极管整流电路。
如3.2节所分析，这种电路输入电流的基波分量相位与电源电压相位相差很小，位移因数接近1。
但其输入电流谐波分量很大，因而导致功率因数很低。
采用多重联结的方法也可减少其输入电流中的谐波，提高功率因数。
图8-132400V串联3重联结变频器原理图
图8-14基本功率单元
图8-1
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