感应电机直接转矩控制系统的初步实现.docx
《感应电机直接转矩控制系统的初步实现.docx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《感应电机直接转矩控制系统的初步实现.docx（34页珍藏版）》请在冰豆网上搜索。
感应电机直接转矩控制系统的初步实现
摘要
1985年德国学者Depenbrock提出了异步电动机的直接转矩控制（DirectTorqueControl）变频调速思想，直接转矩控制技术作为继矢量控制之后出现的一种新型的现代交流电机控制技术，以其控制简单、鲁棒性强、动态性能好等优点日益受到更多的关注。
感应电机直接转矩控制系统也成为未来电机控制技术的发展方向之一。
本文正是针对这一技术进行了一些研究。
本文从异步电动机数学模型出发，根据传统直接转矩控制原理中电压矢量的选择方法，推导了一个优化的电压矢量选择表。
利用该电压矢量表，直接根据定子磁链的
轴分量，结合当前的磁链位置查表得到磁链电压，再根据转矩误差信号得出当前的电压矢量，对逆变器的开关状态进行控制，产生适当的PWM信号，使电机的磁链沿近似六边形轨迹运动的同时获得高动态特性的转矩响应。
本文利用基于AT89S52单片机的硬件系统，对六边形磁链轨迹控制PWM方法和直接转矩控制方案进行了实验研究，实现了控制系统的稳定运行。
PWM全称为PulseWidthModulation，简称脉宽调制，是将模拟信号转换为脉波的一种技术，一般转换后脉波的周期固定，但脉波的占空比会依模拟信号的大小而改变。
关键词:
直接转矩;单片机;电压矢量表;PWM
Abstract
ThestrategyofDirectTorqueControlisoneofthevariablefrequencyspeedcontrolscheme,whichwasdevelopedin1985byProf.Depenbrock.TheDirectTorqueControl（DTC）techniqueattractsmoreandmoreattentionafterVectoControltheorybecauseofitsrobustcharacteristic,simplerealizationandexcellentdynamicresponse.Withthecombinationofthesetwotechniques,speed-sensorlessDTCsystembecomeoneofthedirectionsformotorcontroltechniqueinfuture.Inthispaper,theschemeisinvestigatedthoroughly.
Onthebasisofthemathematicalmodelofinductionmachine,anoptimizedvoltagevectorselectiontablewasdeducedbasedonthetheoryofthetraditionDTC.Byutilizingthevectorselectiontable,wecangetitdirectlyfromthevoltagevectorselecttableafterweattainedthreevalues,thatis,the
pfractionsofthestatorfluxandcurrentpositionofit.Accordingtothetorqueerrorsignal,wecangetthecurrentvoltagevectorunderwhichtheinverterwillproducerelevantPWMvoltagesignaltothemotorterminals.Highdynamicresponseoftorquecontroloftheinductionmotorisachievedasthestatorfluxmovesalongahexagonapproximately.WedevelopedahardwaresystembasedonAT89S52microcontrollerandcarriedoutDTCexperimentonit,realizingthesuccessfuloperationofthesystem.PWMFull-called Pulse WidthModulation, referred to as pulsewidthmodulation, theanalogsignal isconvertedto atechnology of the pulse.
KeywordsDTC；Single-chip；voltagevectorselectiontable；PWM
目录
1绪论1
1.1概述1
1.2交流异步电机的控制策略分类1
1.3感应电机控制技术中需解决的问题2
1.4本文的研究目的和意义3
2异步电机数学模型和电压空间矢量4
2.1异步电动机的数学模型4
2.2电压空间矢量8
3控制系统硬件设计10
3.1主电路的设计11
3.2控制回路设计15
3.2.1单片机15
4系统软件设计19
4.1直接转矩控制的原理19
4.1.1定子磁链观测器20
4.1.2磁链和转矩的控制20
4.1.3磁链位置的判断22
4.1.4电压矢量选择表22
4.2主程序设计22
4.3子程序设计23
5实验结果分析25
参考文献27
致谢29
附录30
1绪论
1.1概述
现代电气传动技术以电机为控制对象、微处理器为控制核心、电力电子功率变换装置为执行机构，在自动控制理论的指导下组成电气传动控制系统以达到控制电机转速或位置的目的。
直流电机存在结构复杂，使用机械换向器和电刷，使它具有难以克服的固有的缺点，如造价高、维护难、寿命短、存在换向火花和电磁干扰，电机的最高转速、单机容量和最高电压都受到一定的限制，所以交流电机得以进入更多的领域并得到迅猛发展。
交流变频调速以其优异的调速和起、制动性能，高效率、高功率因数和节电效果，被国内外公认为最有前途的调速方式，成为当今节电、改善工艺流程以及提高产品质量和改善环境、推动技术进步的一种主要手段。
随着电力电子技术、微电子学、计算机技术、自动控制技术的迅速发展，电力传动领域正在发生着交流调速代替直流调速和计算机数字控制技术代替模拟控制技术的革命。
1.2交流异步电机的控制策略分类
（1）V/F控制
当前异步电机调速总体控制方案中，V/F控制方式是最早实现的调速方式。
该控制方案结构简单，通过调节逆变器输出电压实现电机的速度调节，根据电机参数，设定V/F曲线，其可靠性高。
但是，由于其属于速度开环控制方式，调速精度和动态响应特性并不是十分理想。
尤其是在低速区域由于定子电阻的压降不容忽视而使电压调整比较困难，不能得到较大的调速范围和较高的调速精度。
异步电动机存在转差率，转速随负荷力矩变化而变动，即使目前有些变频器具有转差补偿功能及转矩提升功能，也难以实现0.5%的精度，所以采用这种V/F控制的通用变频器异步电机开环变频调速适用于一般要求不高的场合，如风机、水泵等机械。
若开发高性能专用变频控制系统，此种控制方式不能满足系统要求。
（2）矢量控制
矢量控制是当前工业系统变频系统应用的主流，它是通过分析电机数学模型对电压、电流等变量进行解藕而实现的。
针对不同的应用场合，矢量控制系统可以分为带速度反馈的控制系统和不带速度反馈的控制系统。
矢量控制变频器可以分别对异步电动机的磁通和转矩电流进行检测和控制，自动改变电压和频率，使指令值和检测实际值达到一致，从而实现了变频调速，大大提高了电机控制静态精度和动态品质。
转速精度约等于0.5%，转速响应也较快。
但其需要进行复杂的数学计算以及速度传感器的安装，使得其稳定性大大的降低。
（3）直接转矩控制
除以上两种调速方式之外，国际学术界比较流行的电机控制方案研究还有致力于直接控制电机输出转矩的直接转矩控制（DTC）。
将电机输出转矩作为直接控制对象，通过控制定子磁场向量控制电机转速。
将直接转矩控制和矢量控制进行对比，单从原理上分析，直接转矩控制和矢量控制没有太大的区别。
直接转矩控制的特征是控制定子磁链，是直接在定子静止坐标系下，以空间矢量概念，通过检测到的定子电压、电流，直接在定子坐标系下计算与控制电动机的磁链和转矩，获得转矩的高动态性能。
它不需要将交流电动机化成等效直流电动机，因而省去了矢量变换中的许多复杂计算，它也不需要模仿直流电动机的控制，从而也不需要为解耦而简化交流电动机的数学模型，而只需关心电磁转矩的大小，因此控制上对除定子电阻外的所有电机参数变化鲁棒性良好，所引入的定子磁链观测器能很容易得到磁链模型，并方便地估算出同步速度信息，同时也很容易得到转矩模型，磁链模型和转矩模型就构成了完整的电动机模型，因而能方便地实现无速度传感器控制。
（4）智能控制
在经典和各种近代的控制理论基础之上提出的控制策略都有一个共同点即控制算法都依赖于电机的数学模型，但当模型受到参数变化和扰动作用影响时，如何进行有效的控制，使系统仍能保持优良的动静态性能，便是人们需要研究的一个大课题。
智能控制就随之产生。
智能控制被认为是自动控制理论、运筹学、人工智能理论的综合，是主要根据人工智能理论更加精确的模拟电机的非线性性，以此确定智能控制输出模型的输出量大小，进而确定功率控制器开关模式。
得到实际应用的智能控制有专家系统、模糊控制、神经网络等，这将是电机控制的发展方向。
1.3感应电机控制技术中需解决的问题
单纯的利用电压模型或电流模型估算电动机的速度都是存在一定的不足的，以下列出了直接转矩控制系统的一些技术难题:
（1）如何根据电机模型（包括电压模型以及电流模型）推算磁通以及电机的转速。
（2）随着温度的升高，电机定子电阻和电机转子电阻的变化对系统的稳定性和速度控制精度会产生一定的影响，这个问题急需解决。
（3）系统实际运行时，由于死区时间和电力电了器件IGBT下理想性的影响，PWM逆变器存在输出误差，使得低速运行时性能不佳，如何实现输出电压的补偿。
（4）直接转矩控制技术使得转速和磁通的计算算法复杂，需要具有一高信息处理能力的单片机支持。
1.4本文的研究目的和意义
感应电机是机电一体化产品，是多学科技术相结合的产物。
它的驱动、控制更是和电了技术息息相关。
因此，进行感应电机控制系统的研究对于我国工业现代化建设有一着重要的意义。
感应电机虽然已经发展到相当成熟的阶段，但是对其直接转矩控制系统的研究还有一待于进一步深入，存在着比较大的发展空间。
感应电机传动系统需要对其速度和位置进行控制。
高精度的电机系统对速度控制和位置控制提出很高的要求，相应的对传感器的要求也随之提高。
电机系统中传感器的存在阻碍了电机向高速化、小型化发展。
因此，感应电机直接转矩控制技术的研究在高速电机、微型电机的控制和一些特殊场合具有一重要的意义。
2异步电机数学模型和电压空间矢量
2.1异步电动机的数学模型
异步电动机的数学模型和直流电动机相比有着根本的的区别。
异步电动机的数学模型是一个高阶、非线性、强耦合的多变量系统。
其原因有：
第一，异步电动机定子有三个绕组，转子也可等效为三个绕组，每个绕组产生磁通时都有自己的电磁惯性，再加上机械系统的机电惯性，即使不考虑变频装置中的滞后因素，它至少也是一个七阶的系统；第二，在异步电动机中，磁通乘以电流产生转矩，转速乘以磁通得到旋转感应电动势。
由于这些因素都是同时变化的，在数学模型中就含有两个变量的乘积项，这样一来，即使不考虑磁路饱和等因素，数学模型也是非线性的；第三，异步电动机只有一个三相电源，磁通的建立和转速的变化是同时进行的，为了获得良好的动态性能，还希望对磁通施加某种控制，使它在动态过程中尽量保持恒定，才能发挥出较大的转矩。
在异步电机调速系统中，一般采用的数学模型都是基于理想的电机模型。
该模型对异步电机作如下的几个基本假设：
（1）.异步电机的磁路是对称的，不计磁饱和的影响。
（2）.电机定转子三相绕组在结构上完全对称，在空间上互差120度，不计边缘效应。
（3）.定转子表面光滑，无齿槽效应，定转子每相气隙磁势在空间上呈正弦分布。
（4）.磁饱和、涡流及铁芯损耗均忽略不计。
图1恒转矩负载下异步电动机在三相静止坐标系上的多变量数学模型
1.电压方程
定子三相绕组的电压平衡方程为：
（1）
向量表示为：
式中
为三相定子电压；
为三相转子电压；
为三相定子电流；
为三相转子电流；
分别为定转子电阻；
为三相定子磁链；
为三相转子磁链。
2.磁链方程
每个绕组的磁链是它本身的自感磁链和与六个绕组的磁链方程可以矩阵表达式为：
（2）
向量表示为：
上式
（2）中L是6×6电感矩阵，现对矩阵元素分析如下：
对角线元素LAA、LBB、LCC、Laa、Lbb、Lcc为各绕组的自感；与电机绕组相交链的磁通有两类：
一类是只与某一相绕组交链而不穿过气隙的漏磁通；另一类是穿过气隙的主磁通。
设
为两相绕组平行时的互感，绕组漏感为
。
由于定转子折算后绕组匝数相等，认为Lm1=Lm2，则：
定子三相绕组的自感LAA=LBB=LCC=Lm1+L1；转子三相绕组的自感
；非对角线元素为定子绕组、转子绕组之间的互感和定转子绕组之间的互感。
定子绕组位置固定相差120°，所以定子绕组之间的互感为：
（3）
同理三相转子绕组之间互感为：
（4）
由以上的讨论写成分块矩阵为：
（5）
系数矩阵L中Lsr、Lrs为对称常数矩阵；但是Lsr、Lrs之间的关系为：
Lsr、Lrs是三角函数矩阵，比较复杂，但是Lsr和Lrs互为转置关系，这是值得利用的特点。
系统的强耦合非线性特性就是由Lsr、Lrs余弦函数矩阵表达出来的。
这就是异步电机控制非线性的根源所在。
因为L阵是角位移
的函数，故上式可进一步写成：
（6）
式中，
为电动机的旋转角速度（用电角度表示）。
3．运动方程
电动机的机械运动方程为：
（7）
式中，
为电机额定输出转矩；
为负载转矩；
为电动机转轴上总的转动惯量；
为电机极对数。
4．转矩方程
根据机电能量转换原理，在多绕组电机中，在线性电感的条件下，磁场的储能和磁共能为：
（8）
三相异步电机的数学模型。
（9）
由式可知异步电动机的数学模型比较复杂，本质上因为异步电动机是高阶、非线性、多变量和强耦合的系统，我们希望通过坐标变换使之简化。
异步电动机的数学模型是建立在三相静止A、B、C坐标系上的，现在把它变换到任意二相旋转d、q坐标系上，比原来的模型简单。
图2异步电机坐标模型
该电机模型已经由实践所证实，图2显示了它的坐标模型。
其中A、B、C为三相定子绕组轴线，d、q为等效两相电机模型轴线。
由此物理模型，可推导得到任意速度旋转坐标系下异步电机的状态方程为：
电压方程式:
（10）
电磁转矩方程式：
（11）
机电运动方程式：
（12）
从电机统一理论可知，在静止坐标系上的异步电动机的等值电路如图3所示。
图3异步电机空间矢量等效电路
对于鼠笼式异步电机而言，Ur=0，为了方便下面对直接转矩控制的理论分析，现将α-β定子坐标系下的鼠笼式异步电机数学模型改用复数空间向量的形式表示如下：
（14）
（15）
（16）
（17）
2.2电压空间矢量
直接转矩控制一般采用三相二点式电压逆变器供电，如图用
表示上桥臂3个功率器件的开关状态，
=1表示A桥臂上边闭合，下边断开,
=O则相反。
表示法与
相似。
因在任意时刻同一桥臂只能有一个开关元件导通，这就决定A、B、C三相共有8个开关状态，分别对应8个电压空间矢量。
，其中6个非零电压矢量
，和两个零电压矢量Us0、Us7。
8个电压矢量在复平面的空间分布如图5所示。
利用电压逆变器的开关特点，正确地选择电压空间矢量不断切换电压状态，使定子磁链逼近圆形，并通过零电压矢量的穿插调节来改变转差频率，从而控制电机的转矩，实现电机的磁链和转矩同时按要求快速变化。
图4电压型逆变器理想模型
图5电压空间矢量表示法
3
控制系统硬件设计
感应电机直接转矩控制系统各部分的结构和计算方法己经确定，这些方法将在以Atmel公司的单片机AT89S52为主体构成的系统中得以实现。
所有控制算法的实现和实用化均不能离开硬件系统，本节主要介绍系统硬件电路的设计与实现。
基于单片机的直接转矩控制系统硬件结构与原理框图如图6所示。
直接转矩控制原理图如图7所示。
图6系统硬件结构框图
图7直接转矩控制原理图
3.1主电路的设计
直接转矩控制系统的主电路采用交一直一交电压型变频器结构，由整流电路、限流电路、滤波电路、能耗制动电路和逆变电路这几个部分组成的。
本系统设计的主电路如图8所示,图9为主电路中的整流逆变电路。
图8系统控制原理图
图9整流逆变电路
本文提出的直接转矩控制系统，通过控制逆变器的八个开关状态，使定了磁链按圆形轨迹行走，以期加快电机的动态响应过程:
但由于逆变器的电压矢量是离散的，再加上开关频率的限制，控制中只能是在一定容差范围内使定了磁链逼近圆形。
定了磁链幅值、转子磁链幅值和磁链角决定了转矩的大小。
在实际运行中，保持定了磁链幅值为额定值，以充分利用电动机铁心转子磁链幅值山负载决定:
要改变电动机转矩的大小，可以通过改变磁链角的大小来实现。
其基本控制方法就是通过电压空间矢量来控制定了磁链的运动轨迹，使定了磁链走走停停，以改变定了磁链的平均旋转速度的大小，从而改变磁链角的大小，以达到控制电动机转矩的目的。
（1）整流及滤波电路
整流电路的任务是把三相交流电变换成直流电。
本系统属于中、小容量变频器，整流器可采用不可控整流二极管成的桥式全波整流，再经大容量电解电容C，构成的滤波环节进行滤波，为逆变器提供恒定的直流电压。
中间电容C的作用主要有两点：
1）消除二极管整流器的输出电压的波纹，尽量保持直流电压的输出的恒定波形；
2）电机属于感性负载，故中间直流环节总和电机之间存在能量转换，而逆变器的电力电子器件无法储能，因此电容的另一个作用就是作为储能元件实现能量的缓冲。
（2）限流电路及安全保护电路
当变频器通电时瞬时冲击电流较大，为了保护电路元件并减小通电瞬间电路对电网的冲击，在电路中加入了限流电阻，通过限流电阻（即图中的充电电阻）减小通电瞬间电流对元件的冲击，并通过延时控制，在通电一段时间后触发继电器，切除限流电阻，这样既不影响电路正常工作时的电路整体性能，又可提高电路的启动瞬时性能。
当电路不工作时由于电容C上有大量的电荷所以电容上的电压很高，对人的安全造成一定的威胁，所以在电路不工作的时候将放电电阻接入电路中配合继电器对电容C进行放电。
（3）能耗制动电路
当能耗制动时，电动机再生的电能经续流二极管全波整流后反馈到直流电路，在滤波电容上会有短时间大量电荷堆积，这就是所谓的“泵生电压”，使得直流电压升高。
过高的直流电压将会使各部分器件受到损害。
因此，当直流电压达到的一定值，就要求提供一条放电回路——即能耗制动电路，将再生的电能消耗掉。
（4）逆变电路
逆变电路的功能是在驱动信号的作用下把直流电变换到幅值恒定、频率可调的三相交流电，由功率器件和驱动电路组成。
（5）功率器件
用于逆变器的常见功率器件有如下几种：
1）大功率晶体管（BJT或GTR）
电流控制型器件，优点是击穿电压和集电极最大饱和电流都较大，缺点是开关频率较低，最高为2KHz左右。
因而以BJT为逆变器件的载波频率也较低，电动机有较大的电磁噪声。
另外控制电路的驱动功率也较大。
2）功率场效应晶体管（VF）
功率效应管漏极电流的大小受控制级与源级间的电压控制，属电压控制性器件，开关频率较高，最高答20KHz以上。
因此，以MOSFET为逆变器件的变频器载波频率也较高，电动机基本无电磁噪声。
此外，控制电路所需的驱动功率极小。
但迄今为止，其击穿电压和漏极最大饱和电流都较小，难以满足多数变频器的要求。
3）绝缘栅双极型晶体管（IGBT）
IGBT是MOSFET和BJT结合的产物，主体部分与晶体管相同，但驱动部分却和场效应管相同。
电压控制型功率器件。
主要优点是击穿电压和集电极饱和电流也较大。
由IGBT模块作为逆变器的变频器容量已达250KVA以上。
而且开关频率也可达20KHz，电机的电流波形比价平滑，基本无电磁噪声。
目前绝大部分中、小容量变频器的逆变模块都在用IGBT管。
其驱动电路也都已模块化。
4）智能功率模块（IPM）
智能功率模块是把与逆变管配套的驱动电路、检测电路与保护电路以及某些接口电路等和功率模块集成到一起的集成功率模块。
本系统是中、小型系统采用IGBT作为逆变元件。
IGBT的等效电路及开关特性如图10所示。
图10IGBT等效电路及开关特性
（6）驱动电路
驱动电路的作用是：
1）实现控制电路与被驱动IGBT栅极的电隔离；
2）提供合适的栅极驱动脉冲。
实现电隔离可采用脉冲变压器、微分变压器及光电耦合器。
驱动电路结构框图如图11所示。
输入部分为双路PWM及对应控制电源信号，经独立或互锁设定单元确定电路工作模式，可设定为普通全桥模式或无死区控制全桥模式。
普通全桥应用时，上下两管信号互锁，用户可以设置死区时间，确保不直通。
无死区全桥模式应用时，上下两管可以同时导通，因此可用于电流型全桥电路的驱动。
通过DC/DC辅助开关电源，可得到四路相互独立的24V电压输出，于四片驱动芯片的供电。
与传统的四路变压器隔离供电相比，减小了体积，节省了成本，且使用更加方便，当主控板电源电压为15V供电时，可与之使用同一电源。
驱动单元输出四路隔离驱动信号，用于驱动IGBT，同时对IGBT起保护作用。
当IGBT的电流过大，集电极对发射极的电压达到阈值电压时，驱动器启动内部的保护机制。
因为各种尖峰干扰的存在，为避免频繁的保护影响开关电源的正常工作，设立盲区是很有必要的；当过流信号时间大于设定的盲区时间时，开始软关断。
软关断开始后，驱动器封锁输入PWM信号，即使PWM信号变成低电平，也不会立即将输出拉到正常的负电平，而要将软关断过程进行到底。
软关断开始后经过短暂延迟，驱动板经光耦隔离输出互补的故障报警信号，由主控板处理。
IGBT的短路保护动作阈值、保护盲区时间、软关断时间等参数可通过用户保护参数设置单元灵活设置，也可以使用默认值。
图11驱动电路结构框图
图12应用连接图
3.2控制回路设计
控制电路由单片机及其外围电路组成，主要完成信号检测、控制算法实现、逆变器PWM波形输出等功能。
所有复杂的控制算法和控制策略都是通过AT89S52控制器来实现的，涉及到单片机的大部分集成外设，如：
PWM发生模块等。
3.2.1单片机
（1）单片机的概述
在本次设计中采用的单片机型号为AT89S52单片机,AT89S52是一种低功耗、高性能CMOS8位微控制器，具有8K在系统可编程Flash存储器，与工业80C51产品指令各引脚完全兼容。
（2）DSP芯片的结构特点
拥有灵巧的8位CPU和在系统可编程Flash
晶片内部具有时钟振荡器（传统最高工作频率可至12MHz）
内部程序存储器（
升级会员 