DCDC电路工作原理详解及TPS54331使用详解.docx

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DCDC电路工作原理详解及TPS54331使用详解

DC&DCBUCK电路工作原理简单分析与标准电路讨论

一、DC&DC工作原理简单介绍

（1）DC&DC的分类：

根据电压是升压还是降压，DC&DC可以分为BUCK〔降压〕、BOOST〔升压〕、BUCK-BOOST〔升将压〕。

电路拓扑结构如下：

（2）BUCK电路的简单原理介绍

图中Q1可以更换为MOS管，D1也可以更换为MOS管。

如果D1是二极管，如此该BUCK为非同步，如果D1换为MOS管，如此该MOS管也需要PWM驱动周期性的开关，此时该buck电路为同步。

我们使用的54331为非同步DC&DC。

当开关管Q1驱动为高电平时，开关管导通，储能电感L1被充磁，流经电感的电流线性增加，电感两端产生左正右负的电动势阻止电流上升，同时给电容C1充电，给负载R1提供能量。

当开关管Q1驱动为低电平时，开关管关断，储能电感L1通过续流二极管放电，电感电流线性减少，电感两端产生左负有正反向电动势阻止电流的下降，输出电压靠输出滤波电容C1放电以与减小的电感电流维持。

这里面利用了电感的磁性特性，电感的两端电流不能突变，只能缓慢上升或者下降。

在开关1打开期间，电能转换为磁能，在开关1关断期间，磁能又转化为电能。

在电感进展储能和释能时，电感的正负极会发生反向。

（3）简单的名词解释

电感的伏秒积平衡：

伏秒数也称为伏秒积，即电感两端的电压V和开关开通或关断时间T二者的乘积。

当开关电源电路处于稳态工作时，一个开关周期内电感的电流变化量最终为零，即开关导通时通过电感的电流增加量和开关断开时电感的电流减少量是相等的。

换句话说，处于稳定工作状态的开关电路中，一个周期因开关作用被分为两段，其中开关导通时间内电感电流在增加，开关关断时间内电感电流在减少，那么在一个周期内，电流的增加量与电流的减少量是相等的。

根据电感的这个特性，我们可以得到一些计算的公式：

上面的计算公式都是基于理想情况下，忽略了MOS管和二极管损耗，可在电路分析时做近似运算。

其中占空比可以通过测量PH脚〔54331〕〕的波形来得到，理想的占空比应该是稳定的。

CCM模式：

连续导通模式：

在一个开关周期内，电感电流从不会到0。

或者说电感从不“复位〞，意味着在开关周期内电感磁通从不回到0，功率管闭合时，线圈中还有电流流过。

TPS54331工作在CCM模式下，局部波形如下：

反应回路与其稳定性：

DC&DC与后面讲的线性稳压器都使用反应回路〔FeedbackLoop〕以保持输出电压的稳定。

反应信号在通过回路后都会在增益和相位上有所改变。

输出电压是通过电阻分压器进展采样的，并且该分压信号反应到误差放大器的一个输入端，误差放大器的另一个输入端接参考电压，误差放大器将会调整输出到导通管的输出电流以保持直流电压〔DCValtage〕的稳定输出。

为了达到稳定的回路就必须使用负反应〔NegativeFeedback〕。

负反应，有时亦称为改变极性的反应〔degenerativefeedback〕，与源信号的极性相反。

负反应与源〔Source〕的极性相反，它总会阻止输出的任何变化。

也就是说，如果输出电压想要变高〔或变低〕，负反应回路总会阻止，强制其回到正常值。

信号经过回路后会在相位上产生漂移，相位偏移就是反应信号经过整个回路后出现的相位改变〔PhaseChange〕的总和〔相对起始点〕。

相位偏移，单位用度〔Degrees〕表示，通常使用网络分析仪〔networkanalyzer〕测量。

理想的负反应信号与源信号相位差180°。

　可以看到，从－180°开始，增加180°的相移，信号相位回到零度，就会使反应信号与源信号的相位一样，从而使回路不稳定。

为了反应回路的稳定性，相位偏移越小越好，相位裕度〔PhaseMargin，单位：

度〕，定义为频率的回路增益等0dB〔单位增益，UnityGain〕时，反应信号总的相位偏移与－180°的差。

一个稳定的回路一般需要20°的相位裕度〔我们一般要求应该做到40度以上〕。

这就是TPS54331等DC&DC增加补偿网路的原因，提高系统的带宽，增加相位裕度，提高反应回路的稳定性。

如下图是一个典型DC&DCbuck电路的负反应环路：

反应电阻形成的增益进入误差放大器，与参考电压进展比拟，形成一个误差放大信号，通过补偿网路后形成一个电压控制信号，然后该电压控制信号与DC&DC内部自激产生的锯齿波一块形成PWM控制信号，来控制MOS管的导通和关断。

二、标准电路图分析与讨论：

TPS54331手册推荐典型电路：

从两个电路图比照分析各个参数：

〔1〕输入电容：

手册推荐2个4.7uF的去耦电容和1个0.01uF的滤波电容，两种电容材质都推荐ESR较小的X5R或者X7R的电容，其中耐压值根据最大输入值选择50V，最大纹波电流根据电流输入值选择大于3A。

我们目前LM50输入电压为12V，使用的是去耦电容为22uF，CC1206KKX5R8BB226。

此电容的耐压值为25V，较贵，可以换为耐压为16V的；旁路〔滤波电容〕电容选择的是0.1uf，CC0805KRX7R9BB104，耐压值为50V；后期标准电路还可以考虑再加一个0.01uf的滤波电容，形成几个数量级的电容并联。

〔2〕EN使能脚：

根据手册推荐，设计了一个欠压锁定迟滞电路，目前我们的电路参数设计的启动电压为5V，停止电压4V。

根据这两个参数，结合手册的给出的公式，

算出了，R125=130K，R128=360K。

其中Ven=1.25V。

需要注意的是，Ven脚的电压不能超过5V。

同时由于Ven、内部电流源和电阻都具有离散性，设计出的启动电压和停止电压都会有一定的离散性。

在实际应用过程中要注意。

（3）可配置的缓启动SS脚：

内部结构如如下，SS脚的电压和内部参考电压共同提供误差放大器的参考电压，SS脚的对地电容可以起到一个延缓启动的作用，TPS54331内部有一个上拉2uA的电流源可以对电容进展充电。

该根据手册的计算公式，其中Vref=0.8V，Iss=2uA。

同时结合手册中的说明：

我们可以选取缓启动的时间为4ms，Css=10nF。

（4）boot脚：

boot脚对PH脚手册推荐0.1uF的电容，该电容的作用对DC&DC上管MOS管Vgs提供开启电压。

手册上推荐使用X5R或X7R的陶瓷电容，我们选择CC0805KRX7R9BB104。

（5）输出电压计算：

根据手册推荐的公式：

上面的公式推导也比拟简单，根据前面负反应提到的，其实DC&DC最初设计想让输出电压经过分压网路后值等于Vref，因此Vref=Vout*R6/R5+R6，因此有了上面的公式。

其中Vref=0.8V。

我们设计的输出是3.3V，根据上面的公式可以算出R5（R131）=10K，R6〔R136+R138〕=3K+200R=3.2K。

这个地方需要注意的是，由于VREF存在误差，手册中给出的数据如下

同时，分压电阻也会存在误差，因此实际输出的值与理论值会有差异，需要根据输出电压的要求来选择具体参数。

（6）输出电感的选择：

DC&DC由于电感的饱和会有一个最小的电感的概念，根据手册上的推荐公式：

其中KIND是电感的纹波电流占输出电流的比例，一般按照10%~40%计算。

54331手册中是按照0.2和0.3计算的，如果输出电容的ESR较大，可以选择Kind=0.2计算，如果ESR比拟小，可以选择0.3计算。

其中手册中给出的计算值6.8uH是基于下面的条件算出的，

实际中，电感纹波电流的大小和电感是成反比，我们可以稍微增大下电感值，但不能太大，如果电感值太大会造成瞬态响应速度变慢，还有可能会造成反应环路的不稳定。

手册中给出的推荐X围为6.8uH到47uH。

我们使用的是47uH，同时，选定了电感值以后，还要选择电感的参数。

讲LOUT=47uH带入，计算出的电感的均方根电流为IL〔rms〕〔额定电流〕=3A，IL〔peak〕〔电感饱和电流〕=3.06A。

上述的电感值是按照输出电流是3A计算的，如果负载电流不是3A，也可以套用上面公式进展计算，LM50目前上用的由于负载电流都比拟小，再几百mA左右，因此电感的额定电流选的比拟小。

47uH的电感做到额定电流3A还是比拟困难，体积会比拟大。

因此如果涉与到负载电流比拟大的情况，可以按照手册上推荐的值适当选择小一些的电感。

为了长期工作稳定性，电感的电流设计应该留有一定余量，一般可以选择电感的饱和电流为负载电流的1.5~2倍。

这里再说下电感的一些特性，之前我们也提到了DC&DC利用了电感的储能和电流不能突变的特性。

电感还有其他一些特性：

电感的饱和：

随着通过电感的电流增加，它的电感量会减小。

这是由于磁芯材料的物理特性决定的。

电感量会减少多少就很重要了：

如果电感量减小很多，转换器就不会正常工作了。

当通过电感的电流大到电感实效的程度，此时的电流称为“饱和电流〞。

这也是电感的根本参数。

当电流增加到一定程度后，电感量就不会急剧下降了，这就称为“软〞饱和特性。

如果电流再增加，电感就会损坏了。

有了这个软饱和的特性，我们就可以知道在所有的转换器中为什么都会规定在DC输出电流下的最小电感量。

电感的纹波电流：

根据前面电感的伏秒积平衡计算的公式，可以得到纹波电流的计算公式。

电感的值就是根据纹波电流算出来的。

其中IPP是电感纹波电流，IDC是电感的平均电流。

通过上面的公式也可以得出Ipeak=Idc+IPP/2。

电感的纹波电流越大，电感上耗散的功率就越大，增加EMI同时也会造成输出的纹波越大，又由于△I与电感成反比，从这个角度看，电感越大越好。

但是，电感越大，会造成反应回路不稳定，可能导致系统工作不稳定，而且还存在电感越大，尺寸越大的问题。

电感过小会降低输出电流，效率，产生较大的输入纹波。

因此，在选择电感式，要从功耗和电感尺寸、电感量上折中选择。

电感啸叫：

根本理念是听觉X围内的谐波才会被听到.但是一般开关电源开关频率只要不在20KX围内,其谐波含量均不会引起较大噪声.但是这个理论是基于开关电源开关频率比拟稳定的情况下.所以说,如果开关电源占空比不稳定,其产生的谐波就有可能在20K之内并且幅度较大,这样就能引起听觉效应。

解决方法有两个：

一、从根本解决,占空比的不稳定一般是控制环路的小信号被噪声干扰.DC/DC的占空比需要调节到很稳定；二、如果是电感响,也有可能是磁芯的磁滞伸缩引起的.可对电感浸胶。

（7）输出电容的选择：

手册中推荐的输出电容是2个47uF的电容，我们用了一个22uF和10uF的电容，还有一个0.1uF的滤波电容，都是X5R的电容。

电容的参数需要注意三个因素：

电容的耐压值、最大纹波电流、ESR。

电容的ESR和电感的纹波电流共同决定的了输出的纹波电压大小。

TPS54331对于输出电容并没有严格的限制，我们设计的X围很宽，为了尽可能降低纹波电压，应该选取低ESR的电容，X5R或者X7R；电容的耐压值要大于输出电压1.5~2倍，以保证电容能正常工作；考虑滤波的需求，可以几个数量级的电容并联，对多个频率的杂波进展滤除。

目前我们使用输出电容满足设计要求，输出纹波一般都在10mv以下。

（8）补偿网路的设计：

TPS54331是CURRENTMODE，电流模式控制，因此补偿网路设计比拟简单，采用II型补偿，补偿网路可以参考手册中给出的值，LM50电路采用了手册推荐的值。

手册中有关于补偿网路的相关计算公式，大家有兴趣的可以自己计算一下。

补偿网路的设计好坏对系统的动态响应影响很大。

如果我们在设计时，调整了相关输出滤波网路的参数，电感或者电容，系统的动态响应变得很慢，由轻载到重载或者由重载到轻载变化比拟慢，可以试着微调下补偿网路，可能会有改善。

（9）续流二极管的选择：

二极管的反向耐压应大于Vinmax+0.5V，正向PEAK电流应该大于负载电流+纹波电流/2；同时为了提高转换的效率，应该尽可能降低导通压降；尽可能快的恢复速度。

综合以上考虑，考虑肖特基二极管，我们选用的是S24F。

（10）关于DC&DC里面的上管MOS管有一个需要注意的地方，内部结构截图如下，这个MOS管是存在体二极管的，那么输出会对输入进展倒灌，如果输出高于输入的话。

图中并没有画出来的。

MOS管中的这个寄生二极管是由工艺决定的，如果衬底和S级连在一起，就会有这个寄生二极管。

一般IC里面的MOS管的衬底接地或者电源，不跟S连在一起，就不会有这个二极管。