多功能低频函数信号发生器的设计.docx

多功能低频函数信号发生器的设计.docx

《多功能低频函数信号发生器的设计.docx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《多功能低频函数信号发生器的设计.docx（12页珍藏版）》请在冰豆网上搜索。

多功能低频函数信号发生器的设计

多功能低频函数信号发生器的设计

一、设计任务与要求

1、设计任务

设计一能产生正弦波、方波、三角波的多功能低频函数信号发生器。

2、基本要求

（1）可同时输出正弦波、方波、三角波。

（2）信号频率：

10Hz~10KHz。

（3）频率稳定度：

Δf／f＜10-3／日.

（4）频率控制方式:

通过改变RC时间常数控制频率（手动方式）;

通过改变控制电压Vi实现压控频率,（自动控制方式）。

f=Ψ（Vi），Vi=1~10V。

（5）波形精度：

方波：

如图2-4-1，上升沿和下降沿tr、tf时间均应小于2us。

三角波：

如图2-4-2，线性度δ／Vom＜2%。

正弦波：

谐波失真度

（V1为基波有效值，Vi为各次谐波有效值）

（6）输出方式：

①作电压源输出时，要求：

输出幅度连续可调，最大输出电压的峰峰值不小于20V。

当RL=100Ω~1KΩ时，输出电压相对变化率ΔV0／V0＜1%（即要求r0＜1.1Ω）。

②作功率输出时，要求：

最大输出功率大于1W。

③作电流源输出时，要求：

输出电流连续可调，最大输出电流的峰峰值不小于200mA。

当RL=0Ω~90Ω时，输出电流相对变化率ΔI0／I0＜1%（即要求r0＞9KΩ）。

（7）具有输出过载保护功能

当因RL过小而使I0＞400mA（峰峰值），输出晶体管自动限流，以免进一步损坏元件。

二、基本工作原理

1、波形发生部分

（1）方案1

先产生三角波-方波，再将三角波变换为正弦波。

其原理框图如图2-4-2所示。

（2）方案2

先产生正弦波，然后由比较器产生方波，再将方波通过积分器变换三角波。

其原理框图如图2-4-3所示。

2、输出方式

（1）用作电压源输出和功率输出时，采用电压串联负反馈，如图2-4-4所示。

（2）用作电流源输出时，采用电流串联负反馈，如图2-4-5所示。

三、单元电路设计参考

1、三角波形成电路

（1）利用恒流源对电容充放电实现三角波

利用恒流源对电容充放电可以实现三角波，其关键是需要一个恒流特性很好的恒流源和一个漏电很小、损耗和吸附效应很小的电容器，如聚苯乙烯电容器和聚四氟乙烯电容器，且电容量一般不超过1uf，原理电路如图2-4-6所示。

工作原理：

在K1打开、K2闭合阶段t=0~t1，电容充电至

而在K1闭合、K2打开阶段t=t1~t2，电容放电至

由此便可以得到三角波。

图2-4-7所示为其实用电路。

A1和晶体管T1组成恒流源Io，Io=（15+Vi）/1.2K。

A2和晶体管T2组成恒流源2Io，T3、T4为电流开关，改变控制电压±Vi的大小可同时调节两个电流源的电流，因而可以方便地实现三角波频率的控制。

（2）

利用积分电路形成三角波

积分电路可以将方波转换为三角波，其输入输出函数关系为：

Vo=-Vi/RC。

但由于运放的输入电阻、开环增益、SR均为有限值，输入偏置电流IB，失调电流IOS及温漂等不可能为零，以及电容C本身的漏电等原因，实际的三角波的线性度不可能十分理想。

（3）方波、三角波发生器

图2-4-9所示的方波、三角波发生器由积分器和比较器组成，其工作原理不作介绍，只作几点说明：

所示电路的周期为：

T=4（R1+RW1）C（R2/R3），由此可知，改变电位器W1和电容C，或调节W3，均可改变频率。

为了调节频率的方便，这里采用改变C作为频率的粗调，改变W1作为频率细调的方案。

因调节W3将同时影响三角波的幅度，所以三角波的幅度一旦调好，W3就不再调节。

调节W2可以改变E1的电位，而E1的大小对电容的充、放电的速度影响不同，将使三角波的上升、下降的斜率不等，从而可以改变三角波和方波的对称性。

当计算稳压管限流电阻R4时，应考虑到：

R4=[12-（Vz+0.7）]／Io，而Io=Io1+Io2+Io3+Iz。

当Io1、Io2、Io3处于最大时，Iz仍应大于Izmin（通常为5mA）。

2、正弦函数转换器

利用正弦函数转换器可以将三角波转换为正弦函数。

这里介绍两种正弦函数转换网络，这两种正弦函数转换网络的基本设计思想都是将三角波进行逐段校正，使之逼近正弦波。

如图2-4-10所示，在T/2内均匀的设置了六个断点，以作7段校正，所以每段所占的时间为T/14。

若设正弦波过零点的斜率与三角波相同，即

有Vom=2Vim/π≈0.64Vim。

由此可推算出各断点上应校正到的电平值：

Vo1、Vo2、Vo3。

设Vim=5v，Vom=3.18v，则

其对应电路如图2-4-11所示，其基本结构是比例放大电路，只是按照图2-4-9的要求，使运放A在不同的时间区段内，具有不同的比例系数，对不同区段的比例系数的调整，是通过二极管网络来实现的。

如输出信号的正半周内有D1、D2、D3控制切换；负半周内有D4、D5、D6控制切换。

电阻Rb1~Rb3与Rb4~Rb6分别组成分压器，控制各二极管的动作电平。

例如：

①在0~t1区段，要求D1~D6均不导通，此时，V0与V1的比例关系应为：

由Vo1=1.38V，t1=T/14和Vim=5v可得：

RF/RI=0.9。

令Ri=10K，则RF=9.7K。

②在t1~t2区段，要求D1导通，D2~D6均不导通，此时，V0与V1的比例关系应为：

由Vo2-Vo1=2.49-1.38=1.11V，t2-t1=T/14和Vim=5v可得：

（RF//Ra1）／RI=0.77，Ra1=33.5K。

同时，为控制D1的动作电平，要求1点上得电平满足下列关系：

设计时,为了避免Rb1对比例关系得影响，要求Rb1>>Ra1，所以上式又可以化简为：

由此可得Rb1=545K。

3、输出级

（1）电压源输出方式

这种输出方式下，负载电阻RL通常较大，即负载对输出电流往往不提出要求，仅要求有一定的输出电压。

同时，当负载变动时，还要求输出电压的变化要小，即要求有足够小的输出电阻ro。

例如，当RL=100~1K时，若要求ΔVo/Vo=1%，即意味着要求：

为此，必须引入电压负反馈。

运算放大器的输出电阻ro通常为1K，当引入电压负反馈后，如希望rof=1Ω，则要求：

设运放的Aod=104，则F应大于0.1。

如图2-4-13所示同相比例放大器的闭环增益Avd=1+RF/R1=1/F，故要求Avd<10。

图2-4-13所示电路的输出电压的最大值受运放供电电压的限制，如运放的Vcc，Vee分别为±15V，则Vopp=±（12～14）V。

若要求更大的输出电压幅度，必须采用电压扩展电路如图2-4-14所示。

图中，VB1=15V+VO，VB2=VO-15V，所以VB1-VB2=30V。

可见对运放而言，其供电电压仍接近30V，只是二者随VO而浮动。

如考虑到每个电流源上的电压至少为4V，则Vopp可达：

±（45-15-4）=26V。

当VO=26V时，VB1=15V+26V=41V，VB2=26V-15V=11V；当VO=-26V时，VB1=-11V，VB2=-41V。

（2）电流源输出方式

这种输出方式下，负载希望得到一定的信号电流，而往往并不提出对输出信号电压的要求。

同时，当负载变动时，还要求输出电流基本恒定，即要求有足够大的输出电阻ro。

例如，当RL=0~90Ω时，若要求ΔIo/Io=1%，即意味着要求：

为此，必须引入电流负反馈。

运算放大器的输出电阻ro通常为1K，当引入电压负反馈后，如希望rof=9KΩ，则要求：

设运放的Aod=104，即当VOP=10V时，要求Vid=1mv。

若ro=1K，则输出短路电流Ics=10V/1K=10mA。

由此可以估计出AG=Ics/Vid=10，所以要求FR=VF/IO＞０.８。

实际电路中，运放的最大输出电流通常在10~20mA，如负载要求有更大的输出电流，则必须进行扩流，具体如图2-4-16、图2-4-17所示。

图2-4-16所示为一次扩流电路,T1、T2组成互补对称输出。

运放的输出电流IA中的大部分将作为T1、T2的基极电流，所以IO=βIA。

晶体管的β值应在额定电流下测得，它通常小于小电流条件下得β值；并且当运放得输出电流增大时，其最大输出电压也将随之减小。

图2-4-17所示为二次扩流电路，用于要求负载电流较大得场合，复合管T1、T2，T3、T4组成准互补对称输出电路。

图2-4-16、2-4-17中，输出晶体管发射极上的电阻R用来稳定晶体管的工作电流，但它们与负载电阻相串联，应尽可能减小其上的压降，通常取R=（0.05~0.1）RL

图2-4-17中，R1、R3的数值应远大于T3、T4的输入电阻，以尽可能减少信号分流。

大功率管T3、T4的输入电阻通常较小，为几十欧，所以常取R1=R3=几百欧。

R2为平衡电阻，它用来提高复合管T2、T4的输入电阻，以期和复合管T1、T3的输入电阻对称，所以取R2=R1//ri3≈ri3（约为几十欧）。

在调试时，通常还可以进行调整，以使最大输出电流在正、负向对称。

（3）功率输出方式

这种输出方式下，负载要求得到一定的信号功率。

由于晶体管放大电路电源电压较低，为得到一定的信号功率，通常需配接阻值较小的负载。

电路通常接成电压负反馈形式。

如用运放作为前置放大级，还必须进行扩流。

当RL较大时，为满足所要求的输出功率有时还必须进行输出电压扩展。

图2-4-18为功率放大电路。

静态时，运放输出为零，-20V电源通过下列回路：

R1→DZ→b1→e1→-20V向T1提供一定的偏置电流，IB1=（20-VZ-0.7）/R1，R6-C3、R7-C4组成去耦滤波电路。

图中电路参数可以根据具体要求进行计算。

这里说明功率晶体管T4、T5和互补对称晶体管T2、T3的选用。

1功率晶体管T4、T5的选用

功率晶体管的选用主要考虑三个极限参数：

UBR（CEO）、ICM、PCM。

T4、T5在电路中可能承受的最大反向电压：

UCEMAX=E+VOM≈2E=40V。

流过T4、T5的最大集电极电流为：

ICMAX≈E/（RL+R5）。

T4、T5可能承受的最大管耗为：

PCMAX=0.2POM=0.2（E2/2RL）。

实际上，静态时，T4、T5中通常还有几十毫安电流将产生管耗，选用时应予以考虑。

要求所选用的管子UBR（CEO）＞2E，ICM＞E/（RL+R5），PCM＞0.2（E2/2RL）+ICＱE。

且两个管子β值应尽量对称（特别是在最大电流ICMAX时）。

②互补对称晶体管T2、T3的选用

T2、T3的耐压仍按UBR（CEO）＞2E选择。

考虑到T2、T3管集电极电流在R2、R3上的分流作用，它们的最大值可近似地估计为：

IC2MAX≈（1.1~1.5）IB4MAX=（1.1~1.5）IC4MAX/β4

T2、T3的最大管耗可近似地估计为：

PC2MAX=（1.1~1.5）PC4MAX/β4

T1为小功率管，其耐压也按2E选择。

R3为其集电极负载，最好用一恒流源取代。

C5为消振电容，其电容值通常为100pF左右。

调节电位器W可改变输出晶体管T2~T5的静态工作电流，以克服交越失真。

T1管的静态工作电流通常设置在5mA左右，以适应T2级拉电流负载（VC1升高时，T2、T4工作）和T3级灌电流负载（VC1下降时，T3、T5工作）的需要，由此可确定R3的大小。

R3=（20V-1.4V）/5mA=3.7K。

③输出级的限流保护

由于功率放大器的输出电阻很小，因而容易因过载而烧坏功率管。

这里介绍两种限流保护电路。

图2-4-19是一种简单的二极管限流保护电路，当发生过流时，R1、R2上压降增大到足以使D3、D4导通，从而使流向T1、T2基极的信号电流I1、I2分流，以限制I0的增大，I0的正向最大值和负向最大值可用下式表示：

显然，这要求VD3VD4大于0.7V；可以用几个二极管串联，图中采用两只发光二极管，其正向电压约1.6V，既满足VD3VD4大于0.7V的要求，又可以作过载指示。

图2-4-19是另一种限流保护电路，T3、T4是限流三极管，当I0的过大，R1、R2上的压降超过0.6V时，T3、T4导通，从而防止T1、T2基极的信号电流的进一步增大，I0的最大值为：

R3、R4用来保护限流管T3、T4。

四、可供选择的器件

型号

名称

型号

名称

9011、9013

NPN硅三极管

8050

NPN硅三极管

9012、9015

PNP硅三极管

8550

PNP硅三极管

LM324

通用集成运放

LF353

通用集成运放

二极管

稳压管

可供选用的元器件如表所示。

阻容元件可以自选。