电源管理PFC.docx
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电源管理PFC
電源管理-功率因數校正之基本原理
何謂工率因數?
功率因數(powerfactor;pf)定義為實功(realpower;P)對視在功率(apparentpower;S)之比,或代表電壓與電流波形所形成之相角之餘弦,如圖1。
功率因數值可由0至1之間變化,可為電感性(延遲的、指標向上)或電容性(領先的、指標向下)。
為了降低電感性之延遲,可增加電容,直到pf為1。
當電壓與電流波形為同相時,工率因數等於1(cos(0o)=1)。
所有努力使工率因數等於1是為了使電路為純電阻化(實功等於視在功率)。
▲圖1:
功率因數之三角關係。
實功(瓦特)可提供實際工作,此為能量轉換元素(例如電能到馬達轉動rpm)。
虛功(reactivepower)乃為使實功完成實際工作所產生之磁場(損耗)。
而視在功率可想成電力公司提供之總功率,如圖1所示。
此總功率經由電力線提供產生所需之實功。
當電壓與電流皆為正弦波時,如前述定義之功率因數(簡稱為功因)為電壓與電流波形之對應相角,但大部份之電源供應器之輸入電流乃非正弦波。
當電壓為正絃波而電流為非正弦波時,則功因包括兩個因素:
1)相角位移因素,2)波形失真因素。
等式1表示相角位移與波形失真因素之於功因的關係。
----------------------------------------------------
(1)
Irms
(1)為電流之主成份,Irms電流之均方根值。
因此功率因數校正線路是為了使電流失真最小,且使電流與電壓同相。
當功因不等於1時,電流波形沒有跟隨電壓波形,不但有功率損耗,且其產生之諧波透過電力線干擾到連接同一電力線之其它裝置。
功因越接近1,幾乎所有功率皆包含於主頻率,其諧波越接近零。
■瞭解規範
EN61000-3-2對交流輸入電流至第40次諧波規範。
而其classD對適用設備之發射有嚴格之限制(圖2)。
其classA要求則較寬鬆(圖3)。
▲圖2:
電壓與電流波形同相且PF=1(ClassD)。
▲圖3:
類PFC輸入,達到之功因大約0.9(ClassA)。
■低效率的原因
當切換式電源供應器(SMPS)沒運用任何形式之功因校正時,其輸入電容CIN(見圖4)只在VIN接近峰值電壓VPAEK或VIN大於電容電壓VCIN時被充電。
若依輸入電壓之頻率來設計CIN,其電流波形將比較接近輸入電壓波形(隨負載變化);但當在輸入主電力線上有些許之干擾將造成整體系統有不良的影響。
但話說回來,為應付輸入電壓跳動或預防少掉幾個週期,CIN之設計會大於VIN之頻率以儲存足夠之能量來繼續提供負載之需要。
▲圖4:
沒有PFC之SMPS。
圖5所表示為在輕載時圖4線路之VCIN(t)之理論結果。
因此,CIN只有非常少許之放電。
如負載增加時,VCIN(t)在峰值電壓間會有較大的電壓下降。
但這也只代表有非常小部分的輸入電壓(譬如說,輸入為120Vac,但只有3~5伏特的下降電壓)。
如前所述,CIN只在VIN大於VCIN被充電,相對於整個週期來說是非常小的一部分。
▲圖5:
輸入電壓Vin與充電中的Cin。
圖6所示,在90度角後之半週期,經橋式整流之電壓低於CIN電壓,橋式整流子之為反向偏壓,電流無法流入電容。
因此在電容可充電之非常短暫期間,輸入電壓必須提供很大的脈衝電流以充飽電容,這會造成牆上之電力線、橋式整流子與斷路器承受非常大的突波電流。
利用功率因數校正之方法,可平均此突波電流至其餘之週期,可舒緩此巨大的峰值電流。
▲圖6:
在簡易之整流子線路之電壓與電流波形。
為了更能跟隨電壓波形,且沒有這些高振幅的電流,CIN必須利用整個週期而不是其一小部分來充電。
當今非線性負載幾乎無法去預測何時有大的瞬間電流需求,因此功率因數校正使用整個週期對輸入電容充電,避免突波電流且輸入電容可減小。
■升壓是功因校正之核心
升壓轉換架構被用於連續性及非連續性之主動式功因校正方法上。
使用升壓方式是因為其簡單而有效。
簡單的電路如圖7用以說明為何電感可產生高電壓。
開始時電感假設未充電,因此VO等於VIN。
當開關導通,電流IL逐漸線性增加。
跨於電感兩端之電壓VL以指數性的增加直到VIN。
需注意電感電壓之極性,因為其定義電流之方向(電流入端為正端)。
當開關斷開,電流由最大變為零(遞減,或為一個負斜率),如下式
▲圖7:
返馳式之電感工作。
而電壓趨近於負無窮大(電感極性反相)。
但因為不是理想電感,其包含某些程度之串聯阻抗,使無窮大值變為有限之得值。
因開關斷開,電感放電,其跨電壓反相,加上輸入電壓VIN,如果有一個二極體與電容連接到電路輸出端,此電容將被充電至此高電壓(可能幾個週期後)。
這亦說明圖8線路如何升壓。
▲圖8:
PFC之升壓線路。
轉換器之輸入為全波整流後之交流電壓。
在整流子後無大的濾波器,所以升壓轉換器之輸入電壓範圍由零到交流電壓之峰值再降零。
此升壓轉換器必須同時符合兩個條件:
1)輸出電壓設定必須高過輸入峰值電壓。
通常設定385VDC來用於270VAcrms之輸入電壓。
而在任何瞬間,由電力線所抽取之電流大小需與電壓大小成正比。
未使用功因校正之切換式電源供應器,其功因約為0.6,因此有明顯之奇次諧波失真(有時三次諧波與主頻率一樣大)。
若裝置設備之功因低於1,可用之實功將減少,電力公司為提供設備之操作,需要提高功率輸出以彌補因低效率所產生之損耗。
因功率提高,電力公司必須使用較大的電力線,否則因自身產生的熱將燒毀此電力線。
諧波失真可造成發電設備之工作溫度增高,而導至諸如運轉機器,電纜、變壓器、電容、保險絲等設備之壽命減短。
這是由於諧波造成額外之功率損耗、電容與電纜介電質之負荷增加、變壓器與運轉機器線圈之電流增加及雜訊之輻射,並且令保險絲與其它安全元件提前不良。
另外其集膚效應(skineffect)亦對變壓器與電纜產生問題。
這就是為何電力公司關心因電源供應器、電子穩壓器與電壓轉換器之成長所產生之總諧波失真THD(Totalharmonicdistortion)到達一個無法接受的程度。
有了升壓轉換器可使電壓高於輸入電壓,強迫負載端與輸入電壓同相位抽取電流以去除諧波之發射。
■工作模式
功因校正(PFC)有兩種工作模式。
非連續電流模式與連續電流模式。
在非連續性模式,升壓轉換之MOSFET在電感電流降為零時開始導通,而在電感電流達到所需之輸入參考電壓值時(圖9),MOSFET則關斷。
利用此方式使輸入波形跟隨輸入電壓波形,得到接近於1的功因。
▲圖9:
非連續模式之工作波形。
非連續性電流模式可用於功率300瓦以下之SMPS上。
相較於連續電流模式設備,非電流模式設備有較大的磁芯,且因有較大的電流變化量而有較大的I2R損耗和集膚效應損耗,也因此需要較大之輸入濾波器。
但反之、因MOSFET的導通在電感電流為零時,所以不必考慮升壓二極體之逆向回復電流(reverserecoverycurrent)之規格,也因此可使用較便宜之二極體。
一般連續性電流模式可用於功率大於300瓦之SMPS上,不同於非連續性電流模式之MOSFET於零電流導通,連續性電流模式之電感電流不會降為零(圖10)。
因此電感電壓變化較小,而有較低I2R損耗。
且因有較小之漣波電流,而有較小之磁鐵芯損耗。
又因較低的電壓變化,有較低的電磁干擾及較小的輸入濾波器。
又因MOSFET導通不在零電感電流時,因此需要使用快速逆向回復電流之升壓二極體以減低損耗。
▲圖10:
連續模式之工作波形。
■非連續性電流模式
臨界導通模式(criticalconductionmode)
一個臨界導通模式元件是一個電壓控制模式的元件,其工作在連續模式與非連續模式之間。
檢視返馳式SMPS工作於連續性電流模式與非連續性電流模式之不同,可比較容易明瞭臨界導通模式之工作。
當工作於非連續性電流模式,一次側的開關元件關斷後,變壓器的一次側繞組重新儲存能量前,有一段deadtime(如圖11)。
▲圖11:
返馳式電源、非連續模式之一次側電流。
當工作於連續性電流模式時,一次側的開關元件關斷後,變壓器的一次側繞組不會把能量放完,如圖12顯示一次側繞組不是由零開始儲能,而是尚有殘存電流在線圈中。
▲圖12:
返馳式電源、連續模式之一次側電流。
而臨界導通模式,週期與週期間,沒有deadtime,但開關元件在開通前,電感都為零電流。
圖9中所示之AC輸入電流為電流連續波形,其峰值電流為兩倍於平均輸入電流。
在此工作模式下,工作頻率變化但導通時間固定。
■連續性電流模式
平均電流模式(AverageCurrentMode)
增益調變器(gainmodulator)是PFC控制器重要的核心之一,具有兩個輸入及一個輸出,如圖13、Gainmodulator方塊左邊的輸入為參考電流(referencecurrentISINE)。
參考電流為與輸入全波整流電壓成正比的輸入電流。
另一個輸入位於方塊之下方,來自電壓erroramplifier。
此erroramplifier將輸出電壓經分壓與參考考電壓比較產生輸出訊號。
Erroramplifier必須有較小頻寬以免輸出電壓變化太劇烈,或不規則的漣波影響erroramplifier輸出。
GainModulator將參考電流與來自erroramplifier的誤差電壓相乘以產生輸出訊號。
圖13顯示ML4821(純PFC控制器)的主要方塊:
包括電流控制迴路、電壓控制迴路、PWM控制與增益調變器(gainmodulator)。
電流控制迴路主要是要使電流波形跟隨電壓波形。
為了使電流波形跟隨電壓波形,內部電流放大器必須要有足夠的頻寬以取得足夠的輸出電壓諧波。
其頻寬由外部電阻和電容設定,一般在幾KHz(使其不要受突然的暫態變化影響),利用來自gainmodulator之資訊來調整PWM控制器以控制MOSFET的開通與關斷。
而gainmodulator與電壓控制迴路分別對輸入電流與輸出電壓抽樣,利用此兩個
▲圖13:
平均電流模式之PFC控制器。
資料以決定輸入電流之增益,並用其得到之結果與輸出抽樣電流比較以決定PWM之工作週期(duty)。
此PWM控制使用後緣調變(trailing-edgemodulation)。
圖14中,穿過鋸齒波的線為電流迴路控制之差動放大器(differentialamplifier)的輸出。
此輸出經由R-S正反器(flip-flop)來控制功率MOSFET。
圖14為平均電流模式波形,圖15為一般可見到的平均電流模式PFC波形。
▲圖14:
後緣控制調變。
▲圖15:
標準之平均電流模式波形。
輸入電流整形(inputcurrentshaping)
inputcurrentshaping為另一種連續電流模式,圖16所示為其PFC之內部方塊,不像傳統平均電流控制模式PFC控制器,此模式不需要輸入電壓資訊與乘法器。
根據誤差放大器之輸出電壓改變內部ramp之斜率。
而根據電流偵測之資訊與ramp訊號以決定功率MOSFET之導通時間。
如圖17a。
當電流偵測電壓到達ramp訊號值,開關導通。
而開關關斷由內部時序訊號決定。
藉著調整內部ramp訊號斜率,可控制輸出電壓。
比較圖17a與17b可知當斜率增加,平均電流增加。
當斜率減少則平均電流減少。
利用連續電流模式的特性,由下式可知當導通時,電感電流與正弦波成正比。
如18圖因此在一個開關週期,最小之電感電流值與正弦波電流參考值一致。
但電感之峰值電流因不受控制,電感之平均電流可能不是正弦波,為了讓電感電流儘量接近正弦波,需使用較大之電感以降低漣波。
:
導通時
:
關斷時
:
CCM條件下
:
從開關由關斷到導通之期間
�
▲圖16:
inputcurrentshaping之PFC控制器。
▲圖17a:
inputcurrentshaping之PFC波形。
▲圖17b:
inputcurrentshaping之PFC波形。
▲圖18:
inputcurrentshaping之PFC波形。
■前緣調變(leadingedgemodulation;LEM)/後緣調變(trailingedgemodulation;TEM)VS後緣調變/後緣調變(TEM/TEM)
後緣調變(TEM)/後緣調變(TEM)
圖19a顯示PFC電感正儲存能量,圖19b顯示能量由PFC電感傳輸至PFC輸出大電容。
圖19c顯示當PWM開關導通儲存於PFC大電容之能量被用來驅動負載。
因此每當重覆一次開關週期PFC大電容必須充飽,因為在PWM開關導通時大電容被放電。
使用此TEM/TEM控制模式需要較大的PFC電容。
▲圖19a:
對PFC之電感儲能。
▲圖19b:
對PFC之大電容充電。
▲圖19c:
對輸出供能。
前緣調變(LEM)/後緣調變(TEM)
在LEM/TEM工作模式下,PFC與PWM開關是連動的,其導通與關斷為180度相差。
所以當PFC開關關斷時,PWM開關導通,反之亦然。
首先當PFC開關圖20a與20b顯示其動作。
此工作模式PFC大電容不需要很大,因為輸出的能量不完成由PFC電容提供,電感亦分擔其一部分能量。
▲圖20a:
對PFC之電感儲能。
▲圖20b:
對PFC之大電容充電並對輸出提供能量。
■結論
低功率因數之設備產品,除了浪費能源亦增加電力公司不必要的額外負擔,因此PFC成為電力系統設計的重要考量之一。
有許多規範致力推動使消耗電力之設備產品之功率因數達到1,並使總諧波失真為最低。
依據輸出功率與設計者之考量,可使用單一非連續控制模式或連續控制模式之PFC控制器,或使用連續模示之PFC/PWM二合一之控制器。
可以預期的是需要具備PFC功能之產品之最低功率設定將越來越低