正激式开关电源的设计讲解.docx

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正激式开关电源的设计讲解

7-3正激式开关电源的设计

中山市技师学院曷中海

由于反激式开关电源中的开关变压器起到储能电感的作用，因此反激式开关变压器类似于电

感的设计，但需注意防止磁饱和的问题。

反激式在20〜100W的小功率开关电源方面比较有优势，因其电路简单，控制也比较容易。

而正激式开关电源中的高频变压器只起到传输能量的作用，其开关变压器可按正常的变压器设计方法，但需考虑磁复位、同步整流等问题。

正激式适合50〜

250W之低压、大电流的开关电源。

这是二者的重要区别！

7.3.1技术指标

正激式开关电源的技术指标见表7-7所示。

表7-7正激式开关电源的技术指标

项目

参数

输入电压

单相交流220V

输入电压变动范围

160Vac〜235Vac

输入频率

50Hz

输出电压

Vo=5.5V@20A

输岀功率

110W

7.3.2工作频率的确定

工作频率对电源体积以及特性影响很大，必须很好选择。

工作频率高时，开关变压器和输出

滤波器可小型化，过渡响应速度快。

但主开关元件的热损耗增大、噪声大，而且集成控制器、主开关元件、输出二极管、输出电容及变压器的磁芯、还有电路设计等受到限制。

这里基本工作频率fo选200kHz，则

T=一=3=5（is

f0200"O3

式中，T为周期，f0为基本工作频率。

7.3.3最大导通时间的确定

对于正向激励开关电源，D选为40%〜45%较为适宜。

最大导通时间tONmax为

toNmax=TDmax（7-24）

Dmax是设计电路时的一个重要参数，它对主开关元件、输出二极管的耐压与输出保持时间、

变压器以及和输出滤波器的大小、转换效率等都有很大影响。

此处，选Dmax=45%。

由式（7-24）,

则有

电压Vo更小。

图7-26“等积变形”示意图

根据式（7-25）,次级最低输出电压V2min为

V2min

VoVlVfT

toNmax

0.55=i4v

2.25

式中，Vf取0.5V（肖特基二极管），Vl取0.3V。

2•变压器匝比的计算

正激式开关电源中的开关变压器只起到传输能量|的作用，是真正意义上的变压器,绕组的匝比N为

根据交流输入电压的变动范围160V〜235V，则Vi=200V〜350V,V|min=200V,

N=V|min=200~14.3

V2min14

把式（7-25）、（7-25）整合，则变压器的匝比N为

ViminDmax

VoVlVf

7.3.5变压器次级输出电压的计算

变压器初级的匝数N!

与最大工作磁通密度Bm（高斯）之间的关系为

max

V|min

BmS

104

初、次级

（7-26）

所以有

（7-27）

（7-28）

式中，S为磁芯的有效截面积（mm2）,Bm为最大工作磁通密度。

输出功率与磁芯的尺寸之间关系，见表2-3所示。

根据表2-3粗略计算变压器有关参数，磁

芯选EI-28,其有效截面积S约为85mm2,磁芯材料相当于TDK的H7C4,最大工作磁通密度Bm

可由图7-27查出。

根据式（7-28），得

N2=N=口=27/14.3=1.9匝，取整数2匝。

当N=N1/N2=27/2=13.5。

根据式（7-27），计算最大占空比Dmax为

200

Sax=2。

Wf+v»N=（5.5+0.5+0.3）M3.5#42.5%

VImin

输出电压正常，开关电源的最大占空比

也就是说，选定变压器初、次级绕组分别为27和2匝，为了满足最低输入电压时还能保证

Dmax约为42.5%，开关管的最大导通时间tONmax约为

2.1ys下面有关参数的计算以校正后的Dmax（=42.5%）和toNmax（=2.1⑴。

同时，由式（7-26）计算的输出最低电压V2min约为14.8V。

7.3.6变压器次级输出电压的计算

.计算扼流圈的电感量

流经输出扼流圈的电流IL如图7-28所示，则.'Il为

式中，L为输出扼流圈的电感（

这里选.Il为输出电流I。

（=20A）的10%〜30%，从扼流圈的外形尺寸、成本、过程响应

等方面考虑，此值比较适宜。

因此，按Il为Io的20%进行计算。

Il=Io0.2=200.2=4A

由式（7-29），求得

A114.8-（0.5+5.5）

Ah=x21~4.6□H

如此，采用电感量为4.6□H,流过平均电流为20A的扼流圈。

若把变压器次级的输出电压与电流波形合并在一起，如图7-29所示。

在tON期间，为幅

度14.8V的正脉冲，VD1导通期间扼流圈电流线性上升，电感励磁、磁通量增大；在tOFF期间,

V2为幅度V；/N的负脉冲（具体分析见下文），VD!

截止、VD2导通，扼流圈电流线性下降，电感消磁，磁通量减小。

输出给负载的平均电流|O为20A。

稳态时，扼流圈的磁通增大量等于减

小量。

2•计算输出电容的电容量

输出电容大小主要由输出纹波电压抑制为几mV而确定。

输出纹波电压.Jr由.訂L以及输出

电容的等效串联电阻ESR①确定，但输出纹波一般为输出电压的0.3%〜0.5%。

（7-30）

（0.3~0.5化（0.3~0.5/51525V-1r===15〜25mV

100100

又

（7-31）

己lr=AlL汇ESR

由式（7-31）,求得

△lr15~25

ESR=—L==3.75〜6.25mQ

△Il4

即工作频率为200kHz时，需要选用ESR值6.25mQ以下的电容。

适用于高频可查电容技术资料，例如，用8200卩F/10V的电容，其ESR值为31mQ，可选6个这样的电容并联。

另外，需要注意低温时ESR值变大。

流经电容的纹波电流Ic2rms为

A|.4

lC2rms==厂心1.16A（7-32）

2.32.3

因此，每一个电容的纹波电流约为0.2A，因为这里有6个电容并联。

此外，选用电容时还

要考虑到负载的变化、电流变化范围、电流上升下降时间、输出扼流圈的电感量，使电压稳定的环路的增益等，它们可能使电容特性改变。

等效串联电阻”。

ESR的出现导致电容的

ESR,是EquivalentSeriesResistance三个单词的缩写，翻译过来就是

行为背离了原始的定义。

ESR是等效串联”电阻，意味着将两个电容串联会增大这个数值，而并联则会减少之

7.3.7恢复电路设计

1•计算恢复绕组的匝数

恢复电路如图7-30所示。

VTi导通期间变压器Ti的磁通量增大，Ti蓄积能量；VTi截止期间释放蓄积的能量，磁通返回到剩磁。

图7-30恢复电路（VT1截止时）

电路中Ti上绕有恢复绕组N3，因此VTi截止期间，原来蓄积在变压器中的能量通过VD4

反馈到输入侧（C|暂存）。

由于VTi截止期间，恢复绕组N3两端的自感电压限制为输入电压VI

的数值，惟其如此，VD4才能把存储在N3中的磁场能转化为电场能反馈到输入侧。

这时变压器

初级感应电压为

'NMV]

Vi=N31（7-33）

式中，V,'是Ni的感应电压，极性为上负下正；V|是N3的自感电压，极性也是上负下正（等于电源电压）。

若主开关兀件的耐压为

800V，使用率为85%，即V|max-8000.85=680V。

Vi^680-350=330V

由式（7-33），求得

NV27350

N3_NiV|max=27350疋28.6匝，取整数29匝。

V330

2.计算RCD吸收电路的电阻与电容

VTi导通期间储存在Ti中的能量为

式中，Li为变压器初级的电感量。

（7-34）

VTi截止期间，初级感应电压使

VD3导通，磁场能转化为电场能，在R|上以热量形式消耗

掉。

R中消耗的热量为

因为Ei=E2，联立式（7-34）、（7-35），整理得

（7-36）

因为输入电压最高Vimax时开关管导通时间toNmin最短，把上式中的V换成Vimax，t°N换成

toNmin，加在VTi上的最大峰值电压Vdsp为

由此，求得Ri为

（7-38）

叫®s

350

又，当输入电压VImax时，toNmin为

toNmin=toNmax~=2.i

VImax

式（7-38）中，初级的电感量Li是未知数，下面求解。

Al-Value值由磁芯的产品目录提供。

EI（E）-28,H7C4的Ai-Value值为5950,则

（7-39）

Ai-Value=Li/Ni

由式（7-39）,求得J为

^=5950N；10^=595027210-9~4.3mH

由式（7-38）,求得R为

式中，加在VT1上的最大峰值电压Vdsp取680V。

时间常数R1C1比周期T要大的多，一般取10倍左右，则

T5x10》

G=10—=103〜1773pF

R28.210

3.计算主绕组感应电压

当Vmax=350V，根据式（7-33），得

'27350

V=一〜325V

阅读资料

对于正激式开关电源来说，主开关元件导通时变压器励磁，在tON即将结束时初级绕组的励

磁电流丨1为VitON/L-1。

开关断开时，变压器需要消磁，恢复二极管VD3和绕组N3就是为此而

N3中，开关断开

设，励磁能量通过它们反馈到输入侧。

若绕组N1中蓄积的能量全部转移到绕组

瞬间“安•匝相等”原理仍然成立，则绕组n3的励磁电流I3为

把tON/l1代入上式，得

N1Vi

N3L1

又，绕组N3的励磁电感与绕组N1的励磁电感的关系为

恢复二极管VD3变为导通状态，变压器以输入电压VI进行消磁。

为消除tON/L1的

励磁电流i1，必要的时间类似I讦ytON/l1，即

t=L3汉上

treL3Vi

把上式L3、I3分别用前两式代入上式，整理得

V,1

L1tONVi

为防止变压器磁饱和，必须在开关断开期间变压器完全消磁,

tre-toFF=1-DT

因此，正激变换器的电压变比限制为

7.3.8MOSFET的选用

1.MOSFET的电压峰值

根据式（7-38），计算VTi上的电压峰值Vdsp为

-——

2.MOSFET的电流及功耗

根据变压器安匝相等原理，MOSFET的漏极电流平均值|ds为

心叫唱=20嗨1.48A

VT1的电压和电流波形如图7-32所示，VT1的总功耗PQ1为

IminIds1t13Vds（sat）Ids1'Ids2t?

'VdspIds2±3

（7-40）

根据电感电流的变化量为20%，确定Ids的前峰值Ids1和后峰值Ids2分别为

式中，Vjs（sat）是MOSFET导通电压，一般为在2V以下。

采用功率MOSFET计算功耗时应注意:

（1）PN结温度Tj越高，导通电阻Rds越大，Tj超过100C时，Rds一般为产品手册中给出值的1.5〜2倍。

（2）功率MOSFET功耗中，由于Rds占的比例比较高，必要时加宽t°N进行计算。

即在Vmax时，采用toNmin条件，或者Vimin时，采用toNmax条件进行计算。

另外，在toFF期间，由于功率

MOSFET的漏极电流极小，其功耗可忽略不计。

因为tONmax=2.1St1采用MOSFET产品手册中给出的上升时间，t3采用下降时间。

这里，

取t1=0.1卩st3=0.1卩s贝y

t2=2.1-0.1-0.1=1.9ys

由式（7-40）,求得FQ1为

FQ1=12001.330.131.71.331.631.97201.630.1・5.3W

Q65

式中，Vds（sat）取1.7V。

结温Tj控制在120C,环境温度最高为50C时，需要的散热器的热阻Rfa为

max_Tamax〜Rjc汉FQ1）120—50—（1.0汉5.3）彳cccM/

=疋12.2C/W

FQ1

5.3

（7-41）

由冷却方式是采用自然风冷还是风扇强迫风冷来决

图7-33所示。

5JOJ52025

功耗twv

图7-33功耗与温升的关系

7.3.9恢复二极管的选用

恢复二极管选用高压快速二极管，特别注意反向恢复时间要短。

1.VD3的反向耐压

在tON期间VD3反偏，正极相当于接地，加在VD3上的反向电压等于电源电压。

当输入电压

最大时，VD3反偏电压Vrd3=350V。

2.VD4的反向耐压

在toN期间VD4反偏，加在VD4上的反向电压Vrd4为电源电压与恢复绕组感应电压的叠加，当输入电压最高时，VD4反偏电压Vrd4为

、/、/:

（29）

Vd4=Vimax汉1+汙=350汉1+右广726V（7-42）

7.3.10输出二极管的选用

输出二极管选用低压大电流SBD，特别注意反向恢复时间要短。

这是因为MOSFET通断时，

由于二极管反向电流影响初级侧的开关特性，功耗增大的缘故。

1•整流二极管VDi的反向耐压

在toFF期间，由于输出滤波电感反激，续流二极管VD2导通，主绕组Ni感应电压V,'=330V;

次级N2电压加在整流二极管VDi的两端，因此，：

VDi的反向电压Vrd1为

Vd1=V*也=325汉2〜24V（7-43）

N127

实际上，开关管截止时有几十伏的浪涌电压叠加在这电压上。

2•续流二极管VD2的反向耐压

在toN期间VDi导通，加在续流二极管VD2上的反向电压Vrd2与变压器次级绕组电压的最大

值V2max相同，即

V2max=V|max汉=350汉；2~26V（7-44）

N127

实际上，开关管导通时有几V浪涌电压叠加在这电压上。

加在VD1、VD2导通上的电压波

形如图7-34所示。

（a）整流二极管VD1两端的电压波形

（b）续流二极管VD1两端的电压波形

图7-34输出二极管电压波形

整流二极管VDi的功耗Pd1为

（7-45）

Fd1=VFIo竿Vrd1IrtOFF^trr¥：

Vrd1Irr（t）dt

续流二极管VD2的功耗Pd2为

7.3.11变压器参数的计算

Ii为

MOSFET的漏极电流平均值Ids为就是变压器初级电流的平均值，因此

li=1.48A

正激式开关电源初、次级的电流同相，且均为梯形波。

根据前述梯形波电流的有效值的公式

式中，K是梯形波电流的前峰值|1B与后峰值I1P的比值，即K=|1B/|1P。

本电路Ids1就是11B，Ids2就是11P，则

K=lds1/lds2=0.9I1/1.1I1~0.82

初级电流的有效值I1rms为

'D20422

l1rms=1・1>

V3A3

或用简单公式

I1rms=IdsJD=1.48汇a/0.42&0.96A

次级电流的有效值I2rms为

..N127“cua

I2rms=hrms汉=0.96汉&12.95A

N22

恢复绕组电流的有效值13rms为

..N127

I3rms=hrms汉~=0.9^^3；&0.89A

N329

自然风冷时电流密度Jd选为2〜4（A/mm2）,强迫风冷时选为3〜5（A/mm2）较适宜。

根据电流的有效值，变压器初级绕组使用的铜线①0.6，电流密度为3.4（A/mm2）,次级绕组使用的铜线0.39，电流密度为4.8（A/mm2）,恢复绕组的铜线0.6，电流密度为3.15（A/mm2）。

7.3.12输出扼流圈的计算

输出扼流圈用磁芯有El（EE）磁芯、环形磁芯、鼓形磁芯等。

设计时注意事项与变压器

样，磁通不能饱和，温升应在允许范围内。

使用的磁芯也与变压器一样，采用EI-28，电感量在

4.6^H以上。

因为流经线圈中的电流为20A，所以，使用0.5mm9mm的铜条，电流密度为

采用上述铜条可以计算出最多只能绕6匝。

H7C4材料磁芯的间隙与

图7-37所示。

由式（7-39）,需要的A1-Value值为

A1-Value=L/N2=4.6210&12710^

查看图7-37所示曲线A1-Value值，可得间隙为1.4mm。

最大磁通密度Bm为

Bm=

NIo

（A1-Value）

10=

620

12710〜

1793咼斯

JCOOO

磁芯的最大磁通密度与变压器

3000高斯以下。

1MOO|

EI7C1

Qzrzu】冬IFA.丄成

H7C1

0.51.0

Lgg伽）

图7-37间隙与A1-Value之间的关系

正激式开关电源设计参数一览见表7-8。

200kHz

表7-8正激式开关电源设计参数一览

工作频率

输岀功率

初级

匝数弘

电感量

电流平均值Ids

电流有效值I1rms

绕组结构

电流密度

27匝

4.3mH

1.48A

0.96A

①0.6

3.4A/mm

次级绕组

匝数

电感量

电流平均值IO

电流有效值I2rms

绕组结构

电流密度

2匝

—

12.95A

①0.3汉9

4.8A/mm

恢复绕组

匝数

电感量

电流平均值

电流有效值

绕组结构

电流密度

29匝

—

1.38A

0.89A

①0.6

3.15A/mm2

磁芯

型号

有效截面积S

剩磁通密度Bm

最大磁通密度Bm

EI-28

85mm2

1000高斯

3000高斯

100W

变压器

开关管

漏-源极最高电压Udsp

功率损耗PQ1

热阻Rfa

400V

7.3W

122C/W

输岀滤波电感

匝数

导线

电感量

电流

电流密度

磁通密度Bm

6匝

0.5mm汇9mm

4.6gH

20A

4.4A/mm

1793

反向电压Vrd1

整流二极管VD1

最大反向电压Vrd2

26V

最大反向电压Vrd3

350V

恢复二极管VD4

最大反向电压Vrd4

726V

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