电源完整性总结.docx
《电源完整性总结.docx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《电源完整性总结.docx（14页珍藏版）》请在冰豆网上搜索。
电源完整性总结
1、电源系统噪声余量分析
绝大多数芯片都会给出一个正常工作的电压范围，这个值通常是±5%，。
老式的稳压芯片的输出电压精度通常是±2.5%，因此电源噪声的峰值幅度不应超过±2.5%。
精
度是有条件的，包括负载情况，工作温度等限制，因此要有余量。
电源噪声余量计算
比如芯片正常工作电压范围为3.13V到3.47V之间，稳压芯片标称输出3.3V。
安装到电路板上后，稳压芯片输出3.36V。
那么容许电压变化范围为3.47-3.36=0.11V=110mV。
稳压芯片输出精度±1%，即±3.363*1%=±33.6mV。
电源噪声余量为110-33.6=76.4mV。
2、电源噪声是如何产生
第一，稳压电源芯片本身的输出并不是恒定的，会有一定的波纹。
第二，稳压电源无法实时响应负载对于电流需求的快速变化。
稳压电源芯片通过感知其输出电压的变化，调整其输出电流，从而把输出电压调整回额定输出值。
第三，负载瞬态电流在电源路径阻抗和地路径阻抗上产生的压降，，引脚及焊盘本身也会有寄生电感存在，瞬态电流流经此路径必然产生压降，因此负载芯片电源引脚处的电压会随着瞬态电流的变化而波动，这就是阻抗产生的电源噪声。
3、电容退耦
采用电容退耦是解决电源噪声问题的主要方法。
这种方法对提高瞬态电流的响应速度，降低电源分配系统的阻抗都非常有效。
3.1、从储能的角度来说明电容退耦原理
当负载电流不变时，其电流由稳压电源部分提供，即图中的I0，方向如图所示。
此时电容两端电压与负载两端电压一致，电流Ic为0，电容两端存储相当数量的电荷，其电荷数量和电容量有关。
当负载瞬态电流发生变化时，由于负载芯片内部晶体管电平转换速度极快，必须在极短的时间内为负载芯片提供足够的电流。
但是稳压电源无法很快响应负载电流的变化，因此，电流I0不会马上满足负载瞬态电流要求，因此负载芯片电压会降低。
但是由于电容电压与负载电压相同，因此电容两端存在电压变化。
对于电容来说电压变化必然产生电流，此时电容对负载放电，电流Ic不再为0，为负载芯片提供电流。
只要电容量C足够大，只需很小的电压变化，电容就可以提供足够大的电流，满足负载态电流的要求。
相当于电容预先存储了一部分电能，在负载需要的时候释放出来，即电容是储能元件。
储能电容的存在使负载消耗的能量得到快速补充，因此保证了负载两端电压不至于有太大变化，此时电容担负的是局部电源的角色。
3.2、从阻抗的角度来理解退耦原理
我们可以用一个等效电源模型表示上面这个复合的电源系统
ΔV=ZΔI
从AB两点向左看过去，稳压电源以及电容退耦系统一起，可以看成一个复合的电源系统。
这个电源系统的特点是：
不论AB两点间负载瞬态电流如何变化，都能保证AB两点间的电压保持稳定，即AB两点间电压变化很小。
我们的最终设计目标是，不论AB两点间负载瞬态电流如何变化，都要保持AB两点间电压变化范围很小，根据公式2，这个要求等效于电源系统的阻抗Z要足够低。
因此从等效的角度出发，可以说去耦电容降低了电源系统的阻抗。
电容对于交流信号呈现低阻抗特性，因此加入电容，实际上也确实降低了电源系统的交流阻抗。
4、实际电容的特性
实际的电容器总会存在一些寄生参数，这些寄生参数在低频时表现不明显，但是高频情
况下，其重要性可能会超过容值本身。
等效串联电感（寄生电感）无法消除，只要存在引线，就会有寄生电感。
这从磁场能量变化的角度可以很容易理解，电流发生变化时，磁场能量发生变化，但是不可能发生能量跃变，表现出电感特性。
寄生电感会延缓电容电流的变化，电感越大，电容充放电阻抗就越大，反应时间就越长。
自谐振频率点是区分电容是容性还是感性的分界点，高于谐振频率时，“电容不再是电容”，因此退耦作用将下降。
AVX生产的陶瓷电容不同封装的各项参数值
电容的等效串联电感和生产工艺和封装尺寸有关，通常小封装的电容等效串联电感更低，宽体封装的电容比窄体封装的电容有更低的等效串联电感。
在电路板上会放置一些大的电容，通常是坦电容或电解电容。
这类电容有很低的ESL，但是ESR很高，因此Q值很低，具有很宽的有效频率范围，非常适合板级电源滤波。
电路的品质因数越高，电感或电容上的电压比外加电压越高。
Q值越高在一定的频偏下电流下降得越快，其谐振曲线越尖锐。
也就是说电路的选择性是由电路的品质因素Q所决定的，Q值越高选择性越好。
5、电容的安装谐振频率
充分理解电容的自谐振频率和安装谐振频率非常重要，在计算系统参数时，实际使用的是安装谐振频率，而不是自谐振频率。
电容自身存在寄生电感，从电容到达需要去耦区域的路径上包括焊盘、一小段引出线、过孔、2厘米长的电源及地平面，这几个部分都存在寄生电感。
相比较而言，过孔的寄生电感较大。
过孔的直径越大，寄生电感越小。
过孔长度越长，电感越大。
过孔寄生电感计算公式：
其中：
L是过孔的寄生电感，单位是nH。
h为过孔的长度，和板厚有关，单位是英寸。
d为过孔的直径，单位是英寸。
安装后电容的谐振频率发生了很大的偏移，使得小电容的高频去耦特性被消弱。
在进行电路参数设计时，应以这个安装后的谐振频率计算，因为这才是电容在电路板上的实际表现。
安装电感对电容的去耦特性产生很大影响，应尽量减小。
6、局部去耦设计方法
为保证逻辑电路能正常工作，表征电路逻辑状态的电平值必须落在一定范围内。
比如对于3.3V逻辑，高电平大于2V为逻辑1，低电平小于0.8V为逻辑0。
把电容紧邻器件放置，跨接在电源引脚和地引脚之间。
正常时，电容充电，存储一部分电荷。
这样电路转换所需的瞬态电流不必再由VCC提供，电容相当于局部小电源。
因此电源端和地端的寄生电感被旁路掉了，寄生电感在这一瞬间没有电流流过，因而也不存在感应电压。
通常是两个或多个电容并联放置，减小电容本身的串联电感，进而减小电容充放电回路的阻抗。
注意：
电容的摆放、安装距离、安装方法、电容选择
7、从电源系统的角度进行去耦设计
从电源系统的角度进行去耦设计。
该方法本着这样一个原则：
在感兴趣的频率范围内，使整个电源分配系统阻抗最低。
电源去耦注意：
电源去耦涉及到很多问题：
总的电容量多大才能满足要求？
如何确定这个值？
选择那些电容值？
放多少个电容？
选什么材质的电容？
电容如何安装到电路板上？
电容放置距离有什么要求？
7.1、TargetImpedance（目标阻抗）
其中：
DDV为要进行去耦的电源电压等级，常见的有5V、3.3V、1.8V、1.26V、1.2V等。
Ripple为允许的电压波动，典型值为2.5%。
ΔIMAX为负载芯片的最大瞬态电流变化量。
该定义可解释为：
能满足负载最大瞬态电流供应，且电压变化不超过最大容许波动范围的情况下，电源系统自身阻抗的最大值。
对目标阻抗有两点需要说明：
1目标阻抗是电源系统的瞬态阻抗，是对快速变化的电流表现出来的一种阻抗特性。
2目标阻抗和一定宽度的频段有关。
在感兴趣的整个频率范围内，电源阻抗都不能超过这个值。
7.2、需要多大的电容量
有两种方法确定所需的电容量
第一种方法利用电源驱动的负载计算电容量。
这种方法没有考虑ESL及ESR的影响，因此很不精确。
第二种方法就是利用目标阻抗（TargetImpedance）来计算总电容量，这是业界通用的方法。
先计算电容量，然后做局部微调，能达到很好的效果，如何进行局部微调。
方法一：
利用电源驱动的负载计算电容量
设负载（容性）为30pF，要在2ns内从0V驱动到3.3V，瞬态电流为：
如果共有36个这样的负载需要驱动，则瞬态电流为：
36*49.5mA=1.782A。
假设容许电压波动为：
3.3*2.5%=82.5mV，所需电容量为C=I*dt/dv=1.782A*2ns/0.0825V=43.2nF。
电容放电给负载提供电流，其本身电压也会下降，但是电压下降的量不能超过82.5mV（容许的电压波纹），这种计算没什么实际意义。
方法二：
利用目标阻抗计算电容量
为了清楚的说明电容量的计算方法，我们用一个例子。
要去耦的电源为1.2V，容许电
压波动为2.5%，最大瞬态电流600mA
第一步：
计算目标阻抗
第二步：
确定稳压电源频率响应范围
和具体使用的电源片子有关，通常在DC到几百kHz之间。
这里设为DC到100kHz。
在100kHz以下时，电源芯片能很好的对瞬态电流做出反应，高于100kHz时，表现为很高的阻抗，如果没有外加电容，电源波动将超过允许的2.5%。
为了在高于100kHz时仍满足电压波动小于2.5%要求，应该加多大的电容？
第三步：
计算bulk电容量
当频率处于电容自谐振点以下时，电容的阻抗可近似表示为：
频率f越高，阻抗越小，频率越低，阻抗越大。
在感兴趣的频率范围内，电容的最大阻抗不能超过目标阻抗，因此使用100kHz计算（电容起作用的频率范围的最低频率，对应电容最高阻抗）。
第四步：
计算bulk电容的最高有效频率
当频率处于电容自谐振点以上时，电容的阻抗可近似表示为：
频率f越高，阻抗越大，但阻抗不能超过目标阻抗。
假设ESL为5nH，则最高有效频率为：
这样一个大的电容能够让我们把电源阻抗在100kHz到1.6MHz之间控制在目标阻抗之下。
当频率高于1.6MHz时，还需要额外的电容来控制电源系统阻抗。
第五步：
计算频率高于1.6MHz时所需电容
如果希望电源系统在500MHz以下时都能满足电压波动要求，就必须控制电容的寄生电感量。
必须满足2πf×Lmax≤XMAX，所以有：
假设使用AVX公司的0402封装陶瓷电容，寄生电感约为0.4nH，加上安装到电路板上后过孔的寄生电感（本文后面有计算方法）假设为0.6nH，则总的寄生电感为1nH。
为了满足总电感不大于0.16nH的要求，我们需要并联的电容个数为：
1/0.016=62.5个，因此需要63个0402电容。
为了在1.6MHz时阻抗小于目标阻抗，需要电容量为：
因此每个电容的电容量为1.9894/63=0.0316uF。
综上所述，对于这个系统，我们选择1个31.831uF的大电容和63个0.0316uF的小电容即可满足要求。
7.3、相同容值电容的并联
使用很多电容并联能有效地减小阻抗。
63个0.0316uF的小电容（每个电容ESL为1nH）并联的效果相当于一个具有0.159nHESL的1.9908uF电容。
单个电容及并联电容的阻抗特性如图10所示。
并联后仍有相同的谐振频率，但是并联电容在每一个频率点上的阻抗都小于单个电容。
随着频率偏离谐振点，其阻抗仍然上升的很快。
要在很宽的频率范围内满足目标阻抗要求，需要并联大量的同值电容。
这不是一种好的方法，造成极大地浪费。
有些人喜欢在电路板上放置很多0.1uF电容，如果你设计的电路工作频率很高，信号变化很快，那就不要这样做，最好使用不同容值的组合来构成相对平坦的阻抗曲线。
7.4、不同容值电容的并联与反谐振
容值不同的电容具有不同的谐振点。
图11画出了两个电容阻抗随频率变化的曲线。
左边谐振点之前，两个电容都呈容性，右边谐振点后，两个电容都呈感性。
在两个谐振点之间，阻抗曲线交叉，在交叉点处，左边曲线代表的电容呈感性，而右边曲线代表的电容呈容性。
因此，两条曲线的交叉点处会发生并联谐振，这就是反谐振效应，该频率点为反谐振点。
两个容值不同的电容并联后，阻抗曲线如图12所示。
从图12中我们可以得出两个结论：
a不同容值的电容并联，其阻抗特性曲线的底部要比图10阻抗曲线的底部平坦得多（虽然存在反谐振点，有一个阻抗尖峰），因而能更有效地在很宽的频率范围内减小阻抗。
b在反谐振（Anti-Resonance）点处，并联电容的阻抗值无限大，高于两个电容任何一个单独作用时的阻抗。
并联谐振或反谐振现象是使用并联去耦方法的不足之处。
对于那些频率值接近反谐振点的，由于电源系统表现出的高阻抗，使得这部分噪声或信号能量无法在电源分配系统中找到回流路径，最终会从PCB上发射出去（空气也是一种介质，波阻抗只有几百欧姆），从而在反谐振频率点处产生严重的EMI问题。
解决办法：
并联电容去耦的电源分配系统一个重要的问题就是：
合理的选择电容，尽可能的压低反谐振点处的阻抗。
7.5、ESR对反谐振（Anti-Resonance）的影响
实际电容除了LC之外，还存在等效串联电感ESR，因此，反谐振点处的阻抗也不会
是无限大的。
实际上，可以通过计算得到反谐振点处的阻抗为：
其中，X为反谐振点处单个电容的阻抗虚部（均相等）。
现代工艺生产的贴片电容，等效串联阻抗很低，因此就有办法控制电容并联去耦时反谐振点处的阻抗。
等效串联电感ESR使整个电源分配系统的阻抗特性趋于平坦。
7.6、怎样合理选择电容组合
瞬态电流的变化相当于阶跃信号，具有很宽的频谱。
因而，要对这一电流需求补偿，就必须在很宽的频率范围内提供足够低的电源阻抗。
注意：
选择电容组合，要考虑的问题很多，比如选什么封装、什么材质、多大的容值、容值的间隔多大、主时钟频率及其各次谐波频率是多少、信号上升时间等等，这需要根据具体的设计来专门设计。
解决方法：
低频段：
通常，用钽电容或电解电容来进行板级低频段去耦（需要提醒一点的是，最好用几个或多个电容并联以减小等效串联电感。
这两种电容的Q值很低，频率选择性不强，非常适合板级滤波）。
高频段：
高频小电容的选择有些麻烦，需要分频段计算。
可以把需要去耦的频率范围分成几段，每一段单独计算，用多个相同容值电容并联达到阻抗要求，不同频段选择的不同的电容值。
但这种方法中，频率段的划分要根据计算的结果不断调整。
一般划分3到4个频段就可以了，这样需要3到4个容值等级。
实际上，选择的容值等级越多，阻抗特性越平坦，但是没必要用非常多的容值等级，阻抗的平坦当然好，但是我们的最终目标是总阻抗小于目标阻抗，只要能满足这个要求就行。
电容的并联存在反谐振，设计时要注意，尽量不要让时钟频率的各次谐波落在反谐振频率附近。
还有一点要注意，容值的等级不要超过10倍。
比如你可以选类似0.1、0.01、0.001这样的组合。
因为这样可以有效控制反谐振点阻抗的幅度，间隔太大，会使反谐振点阻抗很大，最终目标是反谐振点阻抗能满足要求。
高频小电容的选择，要想得到最优组合，是一个反复迭代寻找最优解的过程。
最好的办法就是先粗略计算一下大致的组合，然后用电源完整性仿真软件做仿真，再做局部调整，能满足目标阻抗要求即可，这样直观方便，而且控制反谐振点比较容易。
而且可以把电源平面的电容也加进来，联合设计。
图13是一个电容组合的例子。
这个组合中使用的电容为：
2个680uF钽电容，7个2.2uF陶瓷电容（0805封装），13个0.22uF陶瓷电容（0603封装），26个0.022uF陶瓷电容（0402封装）。
图中，上部平坦的曲线是680uF电容的阻抗曲线，其他三个容值的曲线为图中的三个V字型曲线，从左到右一次为2.2uF、0.22uF、0.022uF。
小电容的介质一般常规设计中都选则陶瓷电容。
NP0介质电容的ESR要低得多，对于有更严格阻抗控制的局部可以使用，但是注意这种电容的Q值很高，可能引起严重的高频振铃，使用时要注意。
因此，电容封装尺寸、容值要联合考虑。
总之最终目标是，用最少的电容达到目标阻抗要求，减轻安装和布线的压力。
7.7、电容的去耦半径
电容去耦的一个重要问题是电容的去耦半径：
电容摆放要尽量靠近芯片
第一：
减小回路电感
第二：
电容去耦半径（超出了它的去耦半径，电容将失去它的去耦的作用）
理解去耦半径最好的办法就是考察噪声源和电容补偿电流之间的相位关系。
当芯片对电流的需求发生变化时，会在电源平面的一个很小的局部区域内产生电压扰动，电容要补偿这一电流（或电压），就必须先感知到这个电压扰动。
信号在介质中传播需要一定的时间，因此从发生局部电压扰动到电容感知到这一扰动之间有一个时间延迟。
同样，电容的补偿电流到达扰动区也需要一个延迟。
因此必然造成噪声源和电容补偿电流之间的相位上的不一致。
特定的电容，对与它自谐振频率相同的噪声补偿效果最好，我们以这个频率来衡量这种相位关系。
设自谐振频率为f，对应波长为λ，补偿电流表达式可写为：
其中，A是电流幅度，R为需要补偿的区域到电容的距离，C为信号传播速度。
当扰动区到电容的距离达到λ4时，补偿电流的相位为π，和噪声源相位刚好差180度，即完全反相。
此时补偿电流不再起作用，去耦作用失效，补偿的能量无法及时送达。
解决方法：
。
为了能有效传递补偿能量，应使噪声源和补偿电流的相位差尽可能的小，最好是同相位的。
距离越近，相位差越小，补偿能量传递越多，如果距离为0，则补偿能量百分之百传递到扰动区。
这就要求噪声源距离电容尽可能的近，要远小于λ4。
实际应用中，这一距离最好控制在λ/40～λ/50之间，这是一个经验数据。
大电容小电容摆放位置：
不同的电容，谐振频率不同，去耦半径也不同。
第一：
对于大电容，因为其谐振频率很低，对应的波长非常长，因而去耦半径很大，这也是为什么我们不太关注大电容在电路板上放置位置的原因。
第二：
对于小电容，因去耦半径很小，应尽可能的靠近需要去耦的芯片，这正是大多数资料上都会反复强调的，小电容要尽可能近的靠近芯片放置。
7.8、电容的安装方法
电容的摆放
容值最小的电容，有最高的谐振频率，去耦半径最小，因此放在最靠近芯片的位置。
容值稍大些的可以距离稍远，最外层放置容值最大的。
但是，所有对该芯片去耦的电容都尽量靠近芯片。
还有一点要注意，在放置时，最好均匀分布在芯片的四周，对每一个容值等级都要这样。
通常芯片在设计的时候就考虑到了电源和地引脚的排列位置，一般都是均匀分布在芯片的四个边上的。
因此，电压扰动在芯片的四周都存在，去耦也必须对整个芯片所在区域均匀去耦。
如果把上图中的680pF电容都放在芯片的上部，由于存在去耦半径问题，那么就不能对芯片下部的电压扰动很好的去耦。
电容的安装
在安装电容时，要从焊盘拉出一小段引出线，然后通过过孔和电源平面连接，接地端也是同样。
这样流经电容的电流回路为：
电源平面->过孔->引出线->焊盘->电容->焊盘->引出线->过孔->地平面，图15直观的显示了电流的回流路径。
放置过孔的基本原则就是让这一环路面积最小，进而使总的寄生电感最小。
第一种方法从焊盘引出很长的引出线然后连接过孔，这会引入很大的寄生电感，一定要避免这样做，这时最糟糕的安装方式。
第二种方法在焊盘的两个端点紧邻焊盘打孔，比第一种方法路面积小得多，寄生电感也较小，可以接受。
第三种方法在焊盘侧面打孔，进一步减小了回路面积，寄生电感比第二种更小，是比较好的方法。
第四种方法在焊盘两侧都打孔，和第三种方法相比，相当于电容每一端都是通过过孔的并联接入电源平面和地平面，比第三种寄生电感更小，只要空间允许，尽量用这种方法。
第五种方法在焊盘上直接打孔，寄生电感最小，但是焊接是可能会出现问题，是否使用要看加工能力和方式。
注意：
（1）推荐使用第三种和第四种方法。
（2）需要强调一点：
有些工程师为了节省空间，有时让多个电容使用公共过孔。
任何情况下都不要这样做。
最好想办法优化电容组合的设计，减少电容数量。
由于印制线越宽，电感越小，从焊盘到过孔的引出线尽量加宽，如果可能，尽量和焊盘宽度相同。
这样即使是0402封装的电容，你也可以使用20mil宽的引出线。
对于大尺寸的电容，比如板级滤波所用的钽电容，推荐用图18中的安装方法
升级会员 