精品电源测量与分析变压器的铜损与电流关系.docx
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精品电源测量与分析变压器的铜损与电流关系
电源测量与分析（变压器的铜损与电流关系）
简介
电源是将电能从一种形式转换成另一种形式的部件、子系统或系统，通常是从交流（AC）市电电源转换成直流（DC）电。
从个人电脑到军事装备和工业机器，电子设备的正常工作都离不开直流电源的性能和可靠性。
从传统的模拟型电源到高效的开关电源，电源的种类和大小千差万别。
它们都要面对复杂、动态的工作环境。
设备负载和需求可能在瞬间发生很大变化。
即使是“日用的”开关电源，也要能够承受远远超过其平均工作电平的瞬间峰值。
设计电源或系统中要使用电源的工程师需要了解在静态条件以及最差条件下电源的工作情况。
过去，要描述电源的行为特征，就意味着要使用数字万用表测量静态电流和电压，并用计算器或PC进行艰苦的计算。
今天，大多数工程师转而将示波器作为他们的首选电源测量平台现代示波器可以配备集成的电源测量和分析软件，简化了设置，并使得动态测量更为容易。
用户可以定制关键参数、自动计算，并能在数秒钟内看到结果，而不只是原始数据。
本入门手册将主要介绍如何使用示波器和专用软件进行开关电源设计测量。
电源设计问题及其测量需求
理想情况下，每部电源都应该像为它设计的数学模型那样地工作。
但在现实世界中，元器件是有缺陷的，负载会变化，供电电源可能失真，环境变化会改变性能。
而且，不断变化的性能和成本要求也使电源设计更加复杂。
考虑这些问题：
·电源在额定功率之外能维持多少瓦的功率？
能持续多长时间？
·电源散发多少热量？
过热时会怎样？
它需要多少冷却气流？
·负载电流大幅增加时会怎样？
设备能保持额定输出电压吗？
·源如何应对输出端的完全短路？
·电源的输入电压变化时会怎样？
人们要求设计师设计出的电源占用更少的空间，减少散热，降低制造成本，并满足日益苛刻的EMI/EMC标准。
只有一套严格的测量体系才能让工程师达到这些目标。
示波器和电源测量
对那些习惯于用示波器进行高带宽测量的人来说，电源测量可能很简单，因为其频率相对较低。
实际上，电源测量中也有很多高速电路设计师从来不必面对的挑战。
整个开关设备的电压可能很高，而且是“浮动的”，也就是说，不接地。
信号的脉冲宽度、周期、频率和占空比都会变化。
必须如实捕获并分析波形，发现波形的异常。
对示波器的要求是苛刻的。
多种探头-同时需要单端探头、差分探头以及电流探头。
仪器必须有较大的存储器，以提供长时间低频采集结果的记录空间。
并且可能要求在一次采集中捕获幅度相差很大的不同信号。
开关电源基础
大多数现代系统中主流的直流电源体系结构是开关电源（SMPS），它因为能够有效地应对变化负载而众所周知。
典型SMPS的电能“信号通路”包括无源器件、有源器件和磁性元件。
SMPS尽可能少地使用损耗性元器件（如电阻和线性晶体管），而主要使用（理想情况下）无损耗的元器件：
开关晶体管、电容和磁性元件。
SMPS设备还有一个控制部分，其中包括脉宽调制调节器、脉频调制调节器以及反馈环路1等组成部分。
控制部分可能有自己的电源。
图1是简化的SMPS示意图，图中显示了电能转换部分，包括有源器件、无源器件以及磁性元件。
SMPS技术使用了金属氧化物场效应晶体管（MOSFET）与绝缘栅双极晶体管（IGBT）等功率半导体开关器件。
这些器件开关时间短，能承受不稳定的电压尖峰。
同样重要的是，它们不论在开通还是断开状态，消耗的能量都极少，效率高而发热低。
开关器件在很大程度上决定了SMPS的总体性能。
对开关器件的主要测量包括：
开关损耗、平均功率损耗、安全工作区及其他。
准备进行电源测量
准备进行开关电源的测量时，一定要选择合适的工具，并且设置这些工具，使它们能够准确、可重复地工作。
示波器当然必须具备基本的带宽和采样速率，以适应SMPS的开关频率。
电源测量最少需要两个通道，一个用于电压，一个用于电流。
有些设施同样重要，它们可以使电源测量更容易、更可靠。
下面是一部分要考虑的事项：
·仪器能在同一次采集中处理开关器件的开通和断开电压吗？
这些信号的比例可能达到100000:
1。
·有可靠、准确的电压探头和电流探头吗？
有可以校正它们的不同延迟的有效方法吗？
·有没有有效的方法来将探头的静态噪声降至最低？
·仪器能够配备足够的记录长度，以很高的采样速率捕获较长的完整工频波形吗？
这些特征是进行有意义且有效的电源设计测量的基础。
测量一次采集中的100伏和100毫伏电压
要测量开关器件的开关损耗和平均功率损耗，示波器首先必须分别确定在断开和开通时开关器件上的电压。
在AC/DC变流器中，开关器件上的电压动态范围非常大。
开通状态下开关器件上通过的电压取决于开关器件的类型。
在图2所示的MOSFET管中，开通电压为导通电阻和电流的乘积。
在双极结型晶体管（BJT）和IGBT器件中，该电压主要取决于饱和导通压（VCEsat）。
断开状态的电压取决于工作输入电压和开关变换器的拓扑。
为计算设备设计的典型直流电源使用80Vrms到264Vrms之间的通用市电电压。
在最高输入电压下开关器件上的断开状态电压（TP1和TP2之间）可能高达750V。
在开通状态，相同端子间的电压可能在几毫伏到大约1伏之间。
图3显示了开关器件的典型信号特性。
为了准确地进行开关器件电源测量，必须先测量断开和开通电压。
然而，典型的8位数字示波器的动态范围不足以在同一个采集周期中既准确采集开通期间的毫伏级信号，又准确采集断开期间出现的高电压。
要捕获该信号，示波器的垂直范围应设为每分度100伏。
在此设置下，示波器可以接受高达1000V的电压，这样就可以采集700V
的信号而不会使示波器过载。
使用该设置的问题在于最大灵敏度（能解析的最小信号幅度）变成了1000/256，即约为4V。
TektronixDPO通过一个TDSPWR3应用程序功能解决了该问题，用户可以将器件数据表中的RDSON或VCEsat值输入测量菜单（如图4）。
或者，如果测得电压在示波器的灵敏度范围内，那么TDSPWR3就可以使用实际采集的数据，而不是手工输入的值进行计算。
消除电压探头和电流探头之间的时间偏差
要使用数字示波器进行电源测量，就必须测量MOSFET开关器件（如图2所示）漏极、源极间的电压和电流，或IGBT集电极、发射极间的电压。
该任务需要两个不同的探头：
一支高压差分探头和一支电流探头。
后者通常是非插入式霍尔效应型探头。
这两种探头各有其独特的传输延迟。
这两个延迟的差（称为时间偏差），会造成幅度测量以及与时间有关的测量不准确。
一定要了解探头传输延迟对最大峰值功率和面积测量的影响。
毕竟，功率是电压和电流的积。
如果两个相乘的变量没有很好地校正，结果就会是错误的。
探头没有正确进行“时间偏差校正”时，开关损耗之类测量的准确性就会受影响。
图5所示的测试设置比较了探头端部的信号（下部迹线显示）和传输延迟后示波器前端面板处的信号（上部显示）。
图6到9是实际示波器屏幕图，显示了探头时间偏差的影响。
与DUT的连接是通过一支TektronixP52051.3kV差分探头和一支TCP303150AAC/DC电流探头。
“电压”和“电流”信号由校准夹具提供。
图6显示电压探头和电流探头间的时间偏差，而图7显示了没有事先校正两支探头时间偏差的情况下的一次测量结果（6.059瓦）。
图8显示校正探头时间偏差的结果。
两条参考迹线重合，说明延迟已经相同。
图9中的测量结果说明了正确校正时间偏差的重要性。
该例子证明，时间偏差造成了几乎6%的测量误差。
准确校正时间偏差可以减小峰-峰功率损耗测量的误差。
TDSPWR3电源测量软件可以自动校正所选探头组合的时间偏差。
该软件控制示波器，并通过实时电流和电压信号调整电压通道和电流通道之间的延迟，以去除电压探头和电流探头之间传输延迟的差别。
还可以使用一种静态校正时间偏差的功能，但前提是特定的电压探头和电流探头有恒定、可重复的传输延迟。
静态校正时间偏差的功能根据一张内置的传输时间表，自动为选定探头（如本文档中讨论的Tektronix探头）调整选定电压和电流通道之间的延迟。
该技术提供了一种快速而方便的方法，可以将时间偏差降至最小。
消除探头零偏和噪声
差分探头一般都有微小的电压零偏。
这可能影响准确性，必须在进行测量前将其消除。
大多数差分电压探头都有内置的直流零偏修整控制，这使消除零偏成为一件相对简单的步骤：
准备工作完成之后，接下来：
·将示波器设置为测量电压波形的平均值
·选择将在实际测量中使用的灵敏度（垂直）设置
·不加信号，将修整器调为零，并使平均电平为0V（或尽量接近0V）。
相似地，在测量前必须调节电流探头。
在消除零偏之后：
·将示波器灵敏度设置为实际测量中将要使用的值
·关闭没有信号的电流探头
·将直流平衡调为零
·将平均值调节到0安培（或尽量接近该值）
注意，这些探头都是有源设备，即使在静态，也总会有一些低电平噪声。
这种噪声可能影响那些同时依赖电压和电流波形数据的测量。
TDSPWR3软件包包含一项信号调节功能（图10），可以将固有探头噪声的影响降至最低。
记录长度在电源测量中的作用
示波器在一段时间内捕获事件的能力取决于所用的采样速率，以及存储采集到的信号样本的存储器的深度（记录长度）。
存储器填充的速度和采样速率成正比。
如果为了提供详细的高分辨率信号而将采样速率设得很高，存储器很快就会充满。
对很多SMPS电源测量来说，必须捕获工频信号的四分之一周期或半个周期（90或180度），有些甚至需要整个周期。
这是为了积累足够的信号数据，以在计算中抵消工频电压波动的影响。
TektronixTDS5000B系列DPO可以配置多达1600万点的存储器深度。
在适当的采样速率下，这足以存储所需数量的工频信号。
识别真正的Ton与Toff转换
为了精确地确定开关转换中的损耗，首先必须滤除开关信号中的振荡。
开关电压信号中的振荡很容易被误认为开通或关断转换。
这种大幅度振荡是SMPS在非持续电流模式（DCM）和持续电流模式（CCM）之间切换时电路中的寄生元件造成的。
图11以简化形式表示出了一个开关信号。
这种振荡使示波器很难识别真正的开通或关断转换。
一种解决方法是预先定义一个信号源进行边沿识别、一个参考电平和一个迟滞电平，如图12所示。
根据信号复杂度和测量要求的不同，也可以将测得信号本身作为边沿电平的信号源。
或者，也可以指定某些其它的整洁的信号。
在某些开关电源设计（如有源功率因数校正变流器）中，振荡可能要严重得多。
DCM模式大大增强了振荡，因为开关电容开始和滤波电感产生共振。
仅仅设置参考电平和磁滞电平可能不足以识别真正的转换。
这种情况下，开关器件的栅极驱动信号（即图1和图2
中的时钟信号）可以确定真正的开通和关断转换，如图13所示。
这样就只需要适当设置栅极驱动信号的参考电平和磁滞电平。
有源器件测量：
开关元件
开关器件的功率损耗理论
晶体管开关电路在转换期间会损耗能量，因为在开关时二极管储存的电荷被释放，寄生电感和电容也会释放能量。
“开通损耗”是指开关器件从断开转换到开通时损耗的能量。
“关断损耗”是指器件从开通转换到断开时的损耗。
关断损耗
图14以图表说明了关断损耗的计算。
t1之后，开关电流减小，而二极管电流增加。
时间（t2-t1）取决于驱动电路能以多快的速度对MOSFET的
栅极-漏极电容Cgd充电。
转换时的能量损耗用以下等式表示：
该公式假设Cds（漏极和源极间的电容）和Cgd上的电压是线性增加的。
Cds和Cgd是寄生电容。
在真实器件中，电容Cgd和Cds是高度非线性的，一般随漏极-源极电压而变化。
这在某种程度上会使上述的理论计算失效。
由于“尾电流”现象，对于IGBT，电流下降时间会更长。
因为这些差异，必须捕获电压波动的实际特征。
装有专用电源测量软件的示波器可以大大简化这种测量。
开通损耗
图15表示施加箝位感性负载和二极管恢复电量时MOSFET的开通损耗。
当MOSFET开通（施加箝位感性负载）时，二极管电压在储存的电量恢复前无法升高。
所以二极管在截止电压之前，继续在反方向上传导电流。
这造成了开关中的巨大损耗。
反向恢复电流取决于二极管通路中的外部电路。
二极管中的电量取决于二极管关断转换时的正向电流和下降电流的di/dt。
总损耗是开关中的平均功率损耗。
这包括开关损耗和传导损耗。
总损耗由以下公式给出，
其中VSwitch（t）和ISwitch（t）分别是开关上的瞬间电压和通过开关的瞬间电流。
详细了解SMPS的功率损耗
非持续电流模式中使用的“反激式”拓扑在很多额定输出在150W以内的开关电源中很常见。
反激式变流器将输出负载能量储存在电感中，同时提供输入/输出隔离。
因为电感和开关器件之间的电流传输是在开关器件开通时发生的，所以大部分能量损耗发生在开关器件上。
图16描述了使用反激式拓扑的SMPS设备中典型的开关器件信号特征。
该例子假设使用了TDSPWR3电源测量应用软件。
该应用软件允许用户根据当前DUT的需要输入电压参数和滤波器设置。
要使测量可靠准确，首先要定义参考电平，以便在开关电压信号中找到真正的Ton和Toff边沿。
本例中参考电平被设为大约150V，迟滞电平被设为25V。
在150V，Ton和Toff转
换很容易识别。
而且，150V电平也排除了任何振荡。
如前所述，示波器的垂直范围被设为100V/div，以捕获开关电压波形。
在如此高的设置下，示波器（任何数字示波器）的动态范围不足以分辨出现在同一信号中的饱和电压值。
这里TDSPWR3的用户输入功能就很有用。
输入值MOSFET的RDSon或BJT/IGBT的VCEsat可以从开关器件的数据表获得并手工输入。
该应用软件通过图形计算总损耗。
在开关信号断开时，可以看到振荡和噪声。
当然必须将这些影响降至最低。
TDSPWR3又有一种解决方法。
它的信号调节和平滑（滤波）功能可以将噪声的影响降至最低，从而提高测量准确性。
图17显示了TDSPWR3的功率损耗自动测量结果。
为得到准确的结果，测量应该尽可能包括被测信号的一个完整的工频周期。
另外，采集电压和电流信号的垂直范围设置应该使被测信号至少占据6个垂直分度。
这样可以充分利用示波器模数变流器（ADC）的动态范围。
安全工作区
开关器件安全工作区（SOA）测量绘出电压相对于电流的轨迹图，以描述器件的工作区域的特征。
绘出在电源可能面临的各种工作条件下的SOA轨迹图常常是很有用的。
开关器件制造商的数据表简要列出了开关器件的某些限制。
目标是确保开关器件能够承受电源在最终用户环境中必须面对的边界工作条件。
SOA测试变量可能包括各种负载情况、工作温度变化、高/低线路输入电压等等。
下面的公式计算平均功率：
其中：
·N为轨迹图中具有相同数值的样本数目
图18是用TDSPWR3应用软件得到的一个SOA轨迹图。
动态导通电阻
动态导通电阻是开关器件在导通状态具有的阻抗。
有时根据开关器件制造商数据表修正RDSon值是有用的。
当信号的动态范围过大时，它有助于进行更准确的功率损耗测量（请参阅前面功率损耗测量的讨论）。
di/dt
di/dt测量表示开关期间电流变化的速率。
下面的公式计算值di/dt：
其中：
·X=时间值
·Y=波形数据垂直方向的值
·术语"d"或delta代表变化，所以"di"表示变化的电流
dv/dt
dv/dt表示开关期间电压变化的速率。
下面的公式计算值
dv/dt：
其中：
·X=时间值
·Y=光标之间波形数据垂直方向（电压）的值
无源器件测量：
磁性元件
无源器件是那些不放大或开关信号的器件。
电源使用了各种各样的无源器件，如电阻和电容，但从测量的角度来说，主要着重于磁性元件，特别是电感和变压器。
电感和变压器都由缠绕着一圈圈铜线的铁芯组成。
电感的阻抗随着频率增加，对高频的“阻力”比对低频大。
这使它们可以在电源输入端和输出端用来滤波。
变压器将电压和电流从初级线圈耦合到次级线圈，增大或减小信号幅度（电压或者电流，但不是两者同时）。
这样，变压器可以在初级接受120伏，在次级将电压降为12伏，而次级电流呈正比增加。
注意这不能认为是“放大”，因为信号的净功率并未增加。
因为变压器初级和次级并没有电连接，所以它们也用于隔离电路元件。
下面的测量结果有助于确定电源性能：
·电感
·功率损耗（磁性）
·磁性元件特性
电感基础
电源使用电感作为能量储存器件、滤波器或变压器。
用作变压器时，在开关电源系统中帮助维持振荡。
设计师需要监测这种器件在各种工作条件下的行为。
电感值取决于电流和电压源、激励信号、波形以及工作频率。
电感定义为：
其中：
·L为电感
·e为电感上的电压
·I为通过电感的电流
·dt为信号的变化速率（转换速率）
有几种不同类型的电感测量设备。
过去，这些设备通过在电感上施加已知的激励信号来测量电感。
例如，LCR表使用内置信号发生器激励待测电感，再通过桥接平衡技术来测量器件阻抗。
LCR表使用正弦波作为信号源。
但在实际电源中，信号是高电压、强电流的方波。
所以，大多数电源设计师更喜欢通过观察电感在动态变化的电源环境中的行为，得到更准确的图形。
用示波器进行电感测量
在“真实”电源中进行电感测量的最好的工具是示波器，如装有TDSPWR3电源测量软件的TektronixTDS5000B系列DPO。
电感测量本身就象测量磁性元件上的电压和通过磁性元件的电流一样简单，与上述开关器件测量很相似。
图19显示了这样一个电感测量的结果。
这里，软件已经计算出电感为69.48微亨。
磁性元件功率损耗基础
磁性元件功率损耗影响电源的效率、可靠性以及散热性能。
与磁性元件有关的功率损耗有两种：
铁损和铜损。
铁损：
铁损由磁滞损耗和涡流损耗组成。
磁滞损耗是工作
频率和交流磁通量的函数。
它几乎与直流磁通量无关。
每
单位体积的磁滞损耗用下面的公式表示：
其中：
·PHyst为每单位体积的磁滞损耗。
·H为场强。
·B为磁通密度。
可以通过铁芯制造商的数据表（如图20所示）计算铁损。
其中，制造商已经列出了I、III象限工作区内正弦激励引起的损耗。
制造商还提出了一个在不同交流磁通密度和频率下计算铁损的经验关系式。
铜损：
铜损是线圈铜导线的阻抗引起的。
铜损由下式给出：
其中：
·Pcu为铜损
·Irms为通过磁性元件的均方根电流
·Rwdg为线圈阻抗。
该阻抗取决于直流电阻、趋肤效应和邻近效应。
用示波器进行磁性元件功率损耗测量
通过铁芯供应商数据表的信息以及在示波器上用电源测量软件得到的结果，可以很快得出总功率损耗和铁损。
用这两个数值计算铜损。
知道了功率损耗的不同组成部分，就可以确定磁性元件功率损耗的原因。
计算磁性元件功率损耗的方法部分地取决于要测量的元件类型。
待测元件可能是单绕组电感、多绕组电感或变压器。
图21显示了使用TDSPWR3软件测量一个单绕组电感的结果。
通道1（左线）是电感上的电压，通道2（右线）是通过电感的电流（通过非插入式电流探头测量）。
TDSPWR3软件包自动计算并显示功率损耗数值，此处所示为173.95毫瓦。
TDSPWR3软件包提供了门控测量，以处理非周期性波形或具有“突发”特征的信号。
在具有有源功率因数控制（PFC）的设备中，电感的典型信号模式如图22所示，图中显示了门控测量的结果。
多绕组电感要使用稍为不同的方式。
总功率损耗是各圈损耗的总和：
计算变压器功率损耗使公式有进一步的变化：
在初级线圈测得的功率损耗将包括反射的次级线圈功率。
所以，必须测量初级线圈和次级线圈的功率，并通过变压器公式计算功率损耗。
磁性元件特性基础
开关电源必须在多种工作条件下可靠工作。
为达到最优性能，设计师一般通过制造商提供的B-H（磁滞）曲线来指定磁性元件（变压器和电感）。
这些曲线定义了磁性元件的铁芯材的性能包络。
包括工作电压、电流、拓扑、变流器类型在内的各种因素都必须保持在磁滞曲线的线性区域内。
很明显，考虑这么多变量并不是一件容易的事情。
描述磁性元件在SMPS中工作时的工作区特征对于确定电源的稳定性至关重要。
测量过程包括绘制磁滞回线以及：
饱和磁通密度（Bpeak）
如果测得的峰值磁通密度与供应商数据表中的饱和磁通密度一致，说明该磁性元件已经达到饱和。
这会影响电源的稳定性。
剩磁磁通密度（Br）
矫顽力（Hc）
导磁率（U）
B-H轨迹图可以描述磁性元件的特性。
图23是正弦激励下的一个典型B-H轨迹图。
在开始进行B-H轨迹图测量之前，需要以下信息：
磁性元件上的电压
磁化电流
匝数（N）
磁性元件长度（l）
截面积（Ae）
这些变量用于下列关于图22的定义中：
磁场强度（H）是用于在待测材料中产生磁通的磁场。
单位用安培每米表示。
其中N为匝数，l为磁性元件的长度。
饱和磁通密度（Bs）是材料中能产生的最大磁通密度，与外加磁场H的大小无关。
剩磁（Br）是在生成磁滞回线时，外加磁场（H）返回零后仍然保留在材料中的导入磁通密度。
矫顽力（Hc）是H轴和磁滞回线相交处的H值。
它表示在磁滞回线测量周期使导入磁通密度（B）达到零所需的外界磁场。
Hc在正轴和负轴上对称。
初始导磁率（μi）是H趋于零时导入磁通密度（B）和外加磁场（H）
之比。
它是磁滞回线上任意点的B和H之比。
另外，最大幅度导磁率是磁滞回线正向周期第一象限上B和H的最大比值，是通过原点的斜线。
要进行磁性元件特性测量，必须知道以下信息：
·磁性元件上的电压
·磁化电流
·匝数（N）
·磁性元件长度（l）
·截面积（Ae）
电感在电源输入端和输出端用作滤波器，可能有单绕组或多
组线圈。
电感电压和电流服从以下公式：
在典型的直流-直流变流器中，线圈中的磁通量用下式表示：
以及：
图24是一个典型的多绕组磁性元件，可以用作耦合电感或变压器。
该电路的工作服从以下电学等式：
以及：
以及：
要计算净磁化电流，必须测量i1（t）、i2（t）和i3（t）。
得到净磁化电流后，B-H分析过程与用于分析单绕组电感的过程相似。
磁通量取决于净磁化电流。
所有线圈中测得的电流的矢量和形成磁化电流。
用示波器测量磁性元件特性
专用电源测量软件（如TektronixTDSPWR3软件包）能大大简化用示波器测量磁性元件特性的过程。
在很多情况下只需要测量电压和磁化电流。
软件可以为您进行磁性元件特性测量的计算。
图25显示了TDSPWR3对单绕组电感的磁性元件特性测量结果，而图26显示了变压器测量的相应屏。
在图26
中，通道1是变压器上的电压，通道2是通过初级的电流，通道3是通过次级的电流。
软件用通道2和通道3的数据确定磁化电流。
要设置进行测试，必须首先输入匝数、磁路径长度以及铁芯的截面积。
利用这些信息，软件可以绘制出磁性元件的准确的B-H轨迹图，并描述其性能的特征。
TDSPWR3软件为采集到存储器中的每个周期都计算出一个B-H轨迹图。
磁通密度最大的B-H轨迹图显示在图26左下角的窗口中。
该B-H轨迹图中测量并显示了Bpeak、Hmax和导磁率。
TDSPWR3软件还能测量脉动电流，因为它和铁损成比例。
工频线路测量
工频线路测量描述电源与其工作环境之间相互作用的特征。
应该知道电源的尺寸千差万别，从个人电脑中用风扇散热的小盒，到为工厂电机供电的大型设备，再到支持电话银行和服务器群的庞大电源。
这些电源的每一种都会给向它提供电能的输入电源（一般是市电）带来某些影响。
要确定接入电源的影响，就必须在输入电源线上直接测量电源电压和电流参数。
电源质量测量基础
SMPS的电源质量测量
电源质量不仅仅取决于发电机。
它还取决于电源的设计和制造以及最终用户负载。
电源的电源质量特征定
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