宽压高效DCDC设计资料.docx

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宽压高效DCDC设计资料

内容摘要：

本报告对宽压高效DC-DC变换器的技术要求、设计方案、工作原理进行了简单的阐述和分析，并对各个主要模块做了原理分析，给出了关键参数设计及元器件选取关键参数设计及元器件选取。

根据原理图，按两个方案试制出输出为15W/15V、15W/5V、30W/15V和30W/5V模块原理样机，测试结果显示，按方案一实现的模块问题较多，按方案二实现的模块除了高低温实验没有做外，其他性能基本达到技术协议上的性能指标。

下面简要说明一下方案一存在的问题，15W输出满载时，在输入电压低于40V时，效率在85%左右，而在高于40V时，效率会降低，当输入电压为50V时，效率为80%，分析效率低的原因会在正文中叙述，这里不再赘述，解决办法就是减少漏感和降低开关频率，这样会减小损耗，故在下面的实验中拟15W中采用ER18的磁芯，最低工作频率在80KHz，在制作变压器中严格控制漏感。

而30W输出存在同样的问题，故会在后面的实验中拟采用ER23的磁芯，最低工作频率也在80KHz左右。

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宽压高效DC/DC变换方案报告

1概述

本报告根据《宽压高效DC/DC变换技术开发技术协议》，对宽压高效DC/DC变换模块的技术要求、设计方案、工作原理等方面进行了相应阐述和分析。

此次研发涉及4种DC/DC模块，分别为15W和30W两个额定输出功率等级，每个功率等级包括单路5V输出、单路15V输出模块各1种，也就是共设计四种类型的电源。

其主要难点:

（1）宽输入电压范围12.5~50V；

（2）宽工作温度范围-45~85°;

（3）外形尺寸较小，这样对功率密度、效率和散热三方面提出挑战

（4）低功耗，效率高。

15W模块：

全输入电压范围内，常温条件下，5V模块满载输出时效率不低于85%，15V模块满载输出时效率不低于88%；全输入电压范围内，常温条件下，5W输出时效率不低于75%，争取达到80%。

30W模块：

全输入电压范围内，常温条件下，5V模块满载输出时效率不低于86%，15V模块满载输出时效率不低于90%；全输入电压范围内，常温条件下，15W输出时效率不低于86%。

因此本项目提出的三个新课题：

全输入范围高效；低温启动；高温散热；高功率密度。

2技术要求

2.1模块类别

涉及4种DC/DC模块，分15W和30W两个额定输出功率等级，每个功率等级包括单路5V输出、单路15V输出模块各1种。

以下如非特指，均为对各模块的统一要求。

2.2工作温度范围

-45℃～+85℃，无需额外散热措施。

2.3隔离要求

输入地、输出地及二者与外壳间加500V，绝缘电阻不低于100MΩ。

输入、输出地间不加电容器。

2.4结构

各模块均采取封闭式结构，金属外壳封装。

外形尺寸（暂定）及点定义分别见图1.1和图1.2，控制端低电平禁止。

图1.115W模块外形尺寸及点定义

图1.230W模块外形尺寸及点定义

2.5输入

2.5.1输入电压范围

输入电压范围12.5V～50V，标称28V。

2.5.2最大输入电流

阻性负载满载启动时，最大输入电流不超过稳态输入电流的2倍。

2.5.3输入纹波电流

额定输入电压、额定负载、稳态工作时，输入纹波电流峰-峰值不大于30mA，可通过外接一级LC差模滤波控制。

2.5.4兼容性要求

兼容GJB181A相关要求及输入电压范围内的电压浪涌要求。

2.6输出

除非特殊说明，本条所列指标均要求在全输入（12.5V~50V）、全负载（空载~满载）、全温度范围内（-45℃～+85℃）满足。

2.6.1输出功率

启动时，在额定输出功率基础上，至少需保留15%设计裕量（过载时间不超过10s），验收时以额定值为准。

2.6.2转换效率

15W模块：

全输入电压范围内，常温条件下，5V模块满载输出时效率不低于85%，15V模块满载输出时效率不低于88%；全输入电压范围内，常温条件下，5W输出时效率不低于75%，争取达到80%。

30W模块：

全输入电压范围内，常温条件下，5V模块满载输出时效率不低于86%，15V模块满载输出时效率不低于90%；全输入电压范围内，常温条件下，15W输出时效率不低于86%。

2.6.3输出电压精度（电压/负载调整）

5V输出稳态电压精度不超过±0.1V，15V输出稳态电压精度不超过±0.2V。

2.6.4输出电压峰-峰值

5V输出时峰-峰值不大于75mV，纹波成分（不含开关高频噪声）不大于30mV，无开关频率外的低频振荡；空载条件下，峰-峰值不大于150mV，纹波成分不超过90mV。

15V输出时峰-峰值不大于100mV，纹波成分（不含开关高频噪声）不大于30mV，无开关频率外的低频振荡；空载条件下，峰-峰值不大于150mV，纹波成分不超过90mV。

其中：

常温条件下，在输出端子根部靠测，示波器20MHz带宽，无外加电容，探头×1档；

高低温条件下，可在输出线负载端测试，纹波幅值可不做要求，但要求无低频振荡。

2.6.5开机特性

启动延时时间不超过30ms，输出电压建立时间应不超过20ms，输出过冲电压不超过额定输出电压的5%。

测试条件为：

输入电压时间不大于1ms，满载启动。

2.6.6负载阶跃响应

输出接电子负载，设置负载电流为额定输出电流的50％～75％～50％和25％～50％～25％阶跃变化，阶跃周期为1ms，输出电流爬升斜率为2.5A/us。

输出过冲电压不超过额定输出电压的1%；如输出过冲电压超过额定输出电压的1%，恢复时间不应超过500μs。

2.7使能功能

控制端悬空正常输出，控制端接地或低电平（0V~0.2V）输出截止。

2.8保护功能

2.8.1输入过欠压保护

超出最高输入电压10%时，过压保护动作；低于最低输入电压10%时，欠压保护动作。

保护发生后无输出（体积允许情况下建议加，非必要）。

2.8.2输出过压保护

超过额定输出电压15%时动作，保护后无输出（体积允许情况下建议加，非必要）。

2.8.3输出过流保护

超过额定输出电流50%时动作，保护后无输出（体积允许情况下建议加，非必要）。

2.8.4输出短路保护

长时间短路不致损坏。

可考虑打嗝方式，自动或开机恢复（必要）。

2.9电磁兼容要求

重点满足GJB151A中CE101、CE102、RE101、RE102、CS106等相关要求，可根据北工大实验室现有条件完成相关考核，测试条件不具备的应在设计过程中充分相关因素。

2.10器材要求

电阻、电容、磁性元件全部使用国内军品厂家产品，必要时可协助采购。

变压器推荐使用4326厂的表贴式平面变压器，相关参数固化后提要求，可协助采购。

PCB建议层数为双层，最多不超过四层。

外壳设计形式需双方协商后确定。

进口半导体分立器件和集成电路要求全部可实现国产化封装，前期设计即以国产化兼容封装布板。

相关器件型号规格提前提出，与国内军品半导体器件供应商确认无误后方可进行，元器件国产化替代工作同步进行。

初样的进口元器件和PCB由北工大负责，正样元器件和PCB由北工大负责，惯性公司协助。

3方案选择

3.1难点分析

难点分析基本在概述中已经阐述，下面针对每个问题解决办法进行说明：

（1）宽输入电压范围12.5~50V；

当输入电压为12.5V时电路能正常工作，必须选用低电压启动控制芯片作为主控芯片；在输入电压大范围变化时，保持输出电压的稳定度，选择合理的电流控制模式、强前向反馈，必须采用峰值电流控制。

（2）宽工作温度范围-45~85°;

低温启动（-45℃）问题：

工业级IC器件的极限低温-40℃的，不能满足要求，这样要求选择合适的裸片进行封装。

高温散热（85℃）：

外形尺寸：

25.4X25.4X10mm（1X1X0.4inch）的表面积，用铜材，1.8W的温升近似等于18℃，取环境温度为85℃时，开关管的结温等于85℃+18℃=113℃。

若选择最高结温等于150℃的开关管，则余量为37℃。

在保证效率为88%的条件下，采用铜材外壳和加灌导热胶的方式可以满足高温运行，其结构示意图如图3.1所示：

图3.1模块整体结构示意图

（3）外形尺寸较小，这样对功率密度、效率和散热三方面提出挑战

由于外形尺寸较小，这样采用四层PCB布线，元器件采用双面表贴安装，变压器也采用表贴变压器；采用线圈控制同步整流管，去除传统采用同步整流IC控制。

（4）低功耗，效率高。

要做到损耗小，在遴选器件必须考虑以下几方面：

低损耗的控制芯片；ESR和ESL均为较小的磁介电容；低损耗的MOSFET管（低导通电阻、小的栅极电荷）；低损耗的高频磁芯；低损耗的整流器件，采用同步整流技术。

3.2解决方法

方案一:

完全摒弃传统的反馈技术，采用全新的控制芯片LT3748控制

LT3748的主要优点为:

（1）临界导电模式/变频控制。

①消除了整流二极管的反向恢复电流造成的损耗；

②由于临界模式和变压器漏感的作用开关管工作在ZCS开启；开关管的输出电容作用开关管是ZVS关断，故开关管无开关损耗，只有导通损耗；

③减少开关管输出电容的功耗。

（2）原边电压反馈技术，无需光耦或变压器第三绕组和基准电源TL431;提高效率和可靠性，减少了非线性误差、成本以及体积。

（3）提供低电压驱动，7V的驱动电压，大大减少了驱动功率；与15V驱动相比，驱动功率减小3/4。

（4）改电压型误差放大为跨导型误差放大。

优点：

抗干扰能力强、响应速度快、稳定性好

不足：

静态误差大，调整率要求高的系统不能用；输入失调电压和输入偏置电流特性差，因此需要温度补偿技术，而LT3748带有温度补偿技术很好的解决了这个问题。

（5）峰值电流控制模式，可以满足宽输入电压范围：

12.5~50V。

（6）采用COS技术，使得芯片的功耗很小：

静态工作电流为1.3mA.在最大电压Vin=50V，功耗为50×1.3mA=65mW。

（7）温度补偿技术：

系统可在宽温度范围内保持稳定。

即开环增益几乎与温度无关。

这就是为什么芯片的测试温度范围为-50℃~125℃的原因。

（8）轻载DCM工作模式，减小空载和轻载的损耗。

LT3748的主要缺点为:

（1）由于采用变频控制，变压器工作在临界模式，电流峰峰值大，在MOS关断时电流会有振荡，故MOS的关断损耗很大。

（2）由于变压器工作在临界模式，输入电压时工作频率较低，输入电压高时工作频率较高，这样在高输入电压时由MOS管的DS结电容引起的开关损耗会很大，而且变压器的漏感也会增加MOS管的DS两端电压，这样要实现宽范围高效就很困难。

（3）由于变压器工作在临界模式，输入电流的纹波会很大。

（4）由于上面的3个原因，在选择工作频率时越低越好，这样要求磁芯会很大，体积会增大。

技术难点及解决方法：

（1）在高压输入时的效率问题是个难点。

随着输入电压的升高，工作频率会增加，由MOS关断电流振荡及MOS管的DS结电容引起的关断损耗会增大，这样很难满足高压输入效率的要求。

尽量增大磁芯，降低工作频率，在原理样机中15W采用ER14.5的磁芯，30W采用ER18的磁芯，为了提高效率拟在下一步实验中15W采用ER18的磁芯，30W采用ER23的磁芯。

（2）同步整流驱动问题是个难点。

由于变压器工作在临界模式并且采用线圈控制同步整流驱动MOS，若驱动电压过高造成有环流现象，使得效率变低；若驱动电压过低造成MOS没有完全导通，这样会增加MOS的导通损耗。

而由于变压器绕线匝数较少（一般不会超10匝），这样很难准确的控制同步整流线圈的匝数。

如果采用同步整流芯片控制同步整流管会增加损耗。

这样就要求我们选取导通门槛电压低的MOS，实验证明选取门槛电压低的专用同步整流MOS（1.2V-2.8V），同步整流驱动电压一般要在2.5和3.5V之间最佳。

方案二:

采用ISL6843为主控芯片设计，主要在器件选取与工艺做深入的研究。

与传统的ISL6843控制相比，主要在细节上做一些改动：

（1）采用同步整流；

（2）峰值电流取样采用变压器取样；

（3）采用推挽外接电源驱动控制芯片；

（4）同步整流管采用线圈驱动，无需外加控制IC。

现在市面上有采用ISL6843控制的模块，像台湾P-DUKE公司生产LCD系列产品，其技术指标和本项目的相似，均采用传统的TLV431和光耦控制，但是要在器件选取与制作工艺上做深入的研究。

3.3结构特点及散热和关键技术

（1）结构特点

封闭式模块电源主要由插针、顶盖、外壳和PCB零件构成。

由于外形尺寸较小，PCB安装在封闭的铜壳体中，解决散热的方式是采用铜基板和灌注导热封胶，这样热量通过导热胶传导散热，通过铜外壳辐射散热。

结构上采用PCB安装在封闭的铜壳体中，壳中灌注导热胶；解决好关键零件工艺问题。

由于采用多层板，良好的导热特性保证整个电源板的温度平衡，增强散热效果，不至于功率器件局部温度过高，影响使用寿命和可靠性。

（2）关键零件工艺

插针应具有良好的焊接性和导电性，通常采用黄铜H62或紫铜T2，且表面一般采用镀金作为防腐措施，以提高插针的可焊性及导电性。

壳体与顶盖通常采用铜板折弯而成，四角缝隙不得大于0.2mm，表面处理采用氧化发黑处理即可，增加辐射散热。

（3）PCB设计工艺

PCB设计对于灌胶模块在布局时要考虑排气孔，排气孔的设计尽量在变压器等大器件附近，开孔尺寸尽量大，最小直径大于2mm。

PCB设计时内层铺铜尽量铺满，这样有利于PCB散热并减小其翘曲度。

多层后铜PCB的层间结构设计要注意芯板、绝缘层、埋孔和盲孔不能任意设置。

4原理框图及工作原理

4.1.1原理框图

方案一:

采用LT3748为主控芯片的原理框图为图4.1所示：

图4.1LT3748为主控芯片的原理框图

方案二:

采用ISL6843为主控芯片的原理框图如图4.2所示

图4.2ISL6843为主控芯片的原理框图

4.1.2工作原理

根据框图逐项给出各部分的工作原理，难点部分重点写。

方案一的工作原理

方框1为电压采样电路，三极管Q1和Q2的放大倍数相同，20uA的电流源为Q1提供偏置。

当MOS管关断时开始采样输出电压，其工作原理为此时Q1基极电压为

，Q2发射极电压也为

，而MOS管两端电压为

（n为变压器原副边匝比），此时加在反馈电阻RFB两断电压为

，则流经RFB的电流与经过RREF的电流基本相等，此时RREF上的电压与输出电压和n成一定的比例关系，真实的反映出输出电压。

方框2为误差放大电路，采样电压进入误差放大器的反相输入端，与基准电压比较放大输出一个电流信号，经过反馈回路RC、CC将电流信号变为电压，因此误差放大器为跨导放大器。

方框3为温度补偿电路，使系统在宽温度范围内保持稳定，使得环路增益与温度无关。

方框4为临界模式检测电路，当比较器A1的反相输入端电压小于0.55V时表明此时电感电流降为零，即变压器储能为零，A1输出为高，置S为1，使MOS重新导通。

下面简单的介绍下采用ISL6843为主控芯片的原理框图。

下面逐一介绍主要的工作原理:

方框1中为自启动电路，反激电路传统的启动电路一般由RC构成，但是由于该模块供电电压较低，最低12.5V工作，这样就要求新的启动电路。

此电路为一个应用调整管实现的稳压电路，主要的工作原理为当输入电压高于10V时，稳压管D6开始稳压，此时Q1放大导通，则Q2也开始放大导通给供电电容C6和C19充电，使得输出电压稳定在约为10V，此时ISL6843开始工作。

当ISL6843工作后，由供电线圈和D9组成的供电电路开始工作，当供电电路的电压大于10V时，稳压管D6正向导通，此时启动电路关闭。

方框2为峰值电流取样电路，采用线圈取样，这里不做赘述。

这里主要介绍一下从输入电压接入R15的作用，由于该模块输入电压范围较宽（12.5V-50V），普通的峰值电流控制电压调整率很难满足要求。

而加入R15后，相当于前馈加强了，即输入电压越高，输入电流限制越小，这样很容易满足电压调整率要求。

方框3为谐波补偿电路，利用三极管将ISL68434脚产生的锯齿波引入到峰值电流输入脚。

方框4为一个推挽驱动电路，由于工作频率较高（350KHz），ISL6843输出驱动电流为1A，这样很驱动的上升时间相对于周期时间很长，影响管子的导通，采用推挽驱动后，供电由外部供电电路供给，很好的解决了这个问题。

方框5为一个同步整流电路，采用同步线圈控制，原理较简单，这里不做赘述。

方框6为过流保护电路，此电路还在调试中。

其基本原理为当过载到一定程度时，输出电压会跌落，此时ISL68431脚升高于一定值时，比较器输出为低，此时光耦的输出端被箝位低，MOS关断，实现过流保护。

方框7为电压采样及补偿控制电路，这里不做赘述。

5关键参数设计及元器件选取

（1）功率器件选取与损耗计算

主管：

150V管子

损耗（W）

50V输入

28V输入

12.5V输入

管型

15V输出

5V输出

15V输出

5V输出

15V输出

5V输出

备注（15W）

SiR838DP

0.16127

0.16158

0.13018

0.13285

0.1738

0.18349

35A

50V输入

28V输入

12.5V输入

15V输出

5V输出

15V输出

5V输出

15V输出

5V输出

备注（30W）

SiR838DP

0.22755

0.24

0.2343

0.2541

0.46748

0.51293

35A

同步整流管：

100V（当输出为15V时的整流管）

损耗（W）

50V输入

28V输入

12.5输入

管型

15V输出

15V输出

15V输出

备注（15W）

Si7454DP

0.07074

0.05966

0.1072

7.8A

15V输出

15V输出

15V输出

备注（30W）

SiR432DP

0.11613

0.13369

0.3048

28A

同步整流管：

50V（含高于50V的管子）（当输出为5V时的整流管）

损耗（W）

50V输入

28V输入

12.5输入

管型

5V输出

5V输出

5V输出

备注（15W）

Si7164DP

0.13493

0.12875

0.17267

60A

5V输出

5V输出

5V输出

备注（30W）

Si7164DP

0.17999

0.21229

0.41672

60A

（2）采用LT3748控制，输出功率为15W变压器计算:

假定磁芯不饱和，原边电感量Li和副边电感量Lo为常数，开关管为理想开关。

对于临界导通状态，0时刻原边电流为零，DT时刻电感电流为

原边在一个周期内获得的能量为

转换效率为η，工作频率为f，输出功率为

周期末副边电流为0，开关管截止时间用Do表示，有

定义单圈电感量为Lr，则有：

可以推导出

在输入电压一定、周期一定的时候，占空比越大，原边电感越小，电流峰值越大，输入功率和输出功率越大。

若Li变大，为保证输出功率不变，要求D也变大。

因为D最大为0.5，若Li变大幅度太大，超出D变化可调节的范围，则输出功率必然变小。

磁芯工作频率选择在250K，变频频率可以下降到几十K，应选择工作频率500K以下的宽温度范围，低损耗高频铁氧体材料，根据昆山锰锌铁氧体材料手册，应选择DMR90或DMR95材料磁芯。

对应TDK磁芯型号为PC90或PC95材料。

其中，95材料具有更高的初始导磁率，使用频率较低（＜400K）宽温度范围磁损小，90材料初始导磁率较低，使用频率较高（＜500K），因此选用PC95材料。

PC95材料磁损系数为280~350mW/cm3，测试条件为100KHz，200mT。

选择PC95ER14其Aw=5.84mm2，Ae=17.6mm2。

其Aw*Ae=102.8mm4。

根据公式Aw*Ae=Pout*106/（2*ko*kc*f*Bm*j*η）=99.2mm4，其中Aw为窗口面积；Ae为磁芯截面积；ko为窗口填充系数＜1，一般取0.4~0.6，此处取0.4；kc为磁芯截面积填充系数=1；f为工作频率取250K；Bm为饱和磁通密度，PC95材料最大可以选择为3900Gs（100℃），安全起见选择2800Gs；j为电流密度，取4A/mm2；η取0.9，Pout为变压器输出功率，考虑过功率输出取20W。

此时计算原边匝数为4.9圈，取为5圈。

计算气隙长度为0.183mm。

此时可得副边圈数为6匝（输出15V）和2匝（输出5V）。

（3）采用ISL6843控制，输出功率为15W变压器计算:

假设当输出功率为半载时工作在临界模式，此时

其中

，D为最大占空比0.5

选择对应TDK磁芯型号为PC90或PC95材料。

其中，95材料具有更高的初始导磁率，使用频率较低（＜400K）宽温度范围磁损小，90材料初始导磁率较低，使用频率较高（＜500K），因此选用PC95材料。

PC95材料磁损系数为280~350mW/cm3，测试条件为100KHz，200mT。

选择PC95ER11其Aw=4.956mm2，Ae=11.9mm2。

其Aw*Ae=58.98mm4。

根据公式Aw*Ae=Pout*106/（2*ko*kc*f*Bm*j*η）=52.88mm4，其中Aw为窗口面积；Ae为磁芯截面积；ko为窗口填充系数＜1，一般取0.4~0.6，此处取0.4；kc为磁芯截面积填充系数=1；f为工作频率取350K；Bm为饱和磁通密度，PC95材料最大可以选择为3900Gs（100℃），安全起见选择3000Gs；j为电流密度，取5A/mm2；η取0.9，Pout为变压器输出功率，考虑过功率输出取20W。

此时计算原边匝数为7.8圈，取为8圈。

计算气隙长度为0.2mm。

此时可得副边圈数为10匝（输出15V）和3匝（输出5V），供电线圈为8匝，同步整流为2匝（输出15V）和2匝（输出5V）。

6建模与仿真

方案一的模型现在还没建出来，后续会给出。

下面给出方案二的控制仿真模型：

在复频域下，反激式开关电源电路可等效成如图6.1所示的理论模型，图6.2所示为反激电路电路图。

图6.1反激电路模型结构图

其中，

是补偿网络传函，

是功率级传递函数，

输出信号，

为参考电压象函数。

图6.2反激电路电路图

（1）功率级

传递函数

其中：

是误差放大器的直流基准值，

是负载电阻，

是输出电容，

是输出电容的ESR电阻。

（2）补偿网络

传递函数

本文中的单端反激电路所选用的是积分反馈网络，如图6.3所示。

图6.3反馈网络示意图

反馈网络的传递函数为：

其中

、

是图6.3中补偿网络的电阻和电容。

（3）参数选择

单端反激电路系统主要参数为：

反激变压器变比n=Npri/Nsec=8/10；输入电压Vin=12.5-50V；输