课程设计直流双闭环调速系统带原理图的.docx

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课程设计直流双闭环调速系统带原理图的

摘要

本文主要研究了直流电机转速控制的方法。

文章中采用了专门的芯片组成了PWM信号的发生系统，并且对PWM信号的原理、产生方法以及如何通过软件编程对PWM信号占空比进行调节，从而控制其输入信号波形等均作了详细的阐述。

另外，本系统中使用了光电编码器对直流电机的转速进行测量，经过滤波电路后，将测量值送到A/D转换器，并且最终作为反馈值输入到单片机进行PI运算，从而实现了对直流电机速度的控制。

在软件方面，文章中详细介绍了PI运算程序，单片机产生PWM波形的程序，初始化程序等的编写思路和具体的程序实现，M法数字测速及动态LED显示程序设计，A/D转换程序及动态扫描LED显示程序和故障检测程序及流程图。

关键词：

PWM信号直流调速双闭环PI调节

前言

本文主要研究了利用MCS-51系列单片机，通过PWM方式控制直流电机调速的方法。

冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。

PWM控制技术就是以该结论为理论基础，使输出端得到一系列幅值相等而宽度不相等的脉冲，用这些脉冲来代替正弦波或其他所需要的波形。

按一定的规则对各脉冲的宽度进行调制，既可改变逆变电路输出电压的大小，也可改变输出频率。

PWM控制的基本原理很早就已经提出，但是受电力电子器件发展水平的制约，在上世纪80年代以前一直未能实现。

直到进入上世纪80年代，随着全控型电力电子器件的出现和迅速发展，PWM控制技术才真正得到应用。

随着电力电子技术、微电子技术和自动控制技术的发展以及各种新的理论方法，如现代控制理论、非线性系统控制思想的应用，PWM控制技术获得了空前的发展。

到目前为止，已经出现了多种PWM控制技术。

PWM控制技术以其控制简单、灵活和动态响应好的优点而成为电力电子技术最广泛应用的控制方式，也是人们研究的热点。

由于当今科学技术的发展已经没有了学科之间的界限，结合现代控制理论思想或实现无谐振软开关技术将会成为PWM控制技术发展的主要方向之一。

本文就是利用这种控制方式来改变电压的占空比实现直流电机速度的控制。

文章中采用了专门的芯片组成了PWM信号的发生系统，然后通过放大来驱动电机。

利用编码器测得电机速度，经过滤波电路得到直流电压信号，把电压信号输入给A/D转换芯片最后反馈给单片机，在内部进行PI运算，输出控制量完成闭环控制，实现电机的调速控制。

第一章系统硬件电路设计

第一节系统总体设计

1.1.1系统方案选择与总体结构设计

调速方案的优劣直接关系到系统调速的质量。

根据电机的型号及参数选择最优方案，以确保系统能够正常，稳定地运行。

本系统采用直流双闭环调速系统，使系统达到稳态无静差，调速范围0-1500r/min,电流过载倍数为1.5倍，速度控制精度为0.1%（额定转速时）。

1、系统控制对象的确定

本次设计选用直流电动机的额定参数直流电动机的额定参数PN=15kW、UN=440V、IN=39.3A、nN=1510r/min，电流过载倍数λ=1.5。

电枢回路总电阻为R=Ra+Rrec=0.806Ω，系统机电时间常数Tm=0.76s，电磁时间常数Tl=0.0167s，电动势系数Ce=0.270V*min/r。

2、电动机供电方案选择

变电压调速是直流调速系统用的主要方法，调节电枢供电电压所需的可控制电源通常有3种：

旋转电流机组，静止可控整流器，直流斩波器和脉宽调制变换器。

旋转变流机组简称G-M系统，用交流电动机和直流发电机组成机组，以获得可调的直流电压。

适用于调速要求不高，要求可逆运行的系统，但其设备多、体积大、费用高、效率低、维护不便。

用静止的可控整流器，例如，晶闸管可控整流器，以获得可调直流静止可控整流器又称V-M系电压。

通过调节触发装置GT的控制电压来移动触发脉冲的相位，即可改变Ud，从而实现平滑调速，且控制作用快速性能好，提高系统动态性能。

直流斩波器和脉宽调制交换器采用PWM，用恒定直流或不可控整流电源供电，利用直流斩波器或脉宽调制变换器产生可变的平均电压。

与V—M系统相比，PWM系统在很多方面有较大的优越性：

一、主电路线路简单，需要的功率器件少；

二、开端频率高，电流容易连续，谐波少，电机损耗及发热都较小：

三、低速性能好，稳速精度该，调速范围宽，可达1：

10000左右；

四、若与快速响应的电动机配合，则系统频带宽，动态响应快，动态抗扰能力强；

五、功率开关器件工作在开关状态，道通损耗小，当开关频率适当时，开关损耗也不大，因而装置效率高；

六、直流电源采用不控整流时，电网功率因数比相控整流高。

本设计应脉宽调速要求，采用直流PWM调速系统。

3、晶体管PWM功率放大器方案选择

方案一单极性控制方式，这种控制方式的特点是在一个开关周期内两只功率管以较高的开关频率互补开关，保证可以得到理想的正弦输出电压：

另两只功率管以较低的输出电压基波频率工作，从而在很大程度上减小了开关损耗。

但又不是固定其中一个桥臂始终为低频（输出基频），另一个桥臂始终为高频（载波频率），而是每半个输出电压周期切换工作，即同一个桥臂在前半个周期工作在低频，而在后半周则工作在高频，这样可以使两个桥臂的功率管工作状态均衡，对于选用同样的功率管时，使其使用寿命均衡，对增加可靠性有利。

方案二双极性调制方式的特点是4个功率管都工作在较高频率（载波频率），

双极性控制的桥式可逆PWM变换器有以下优点：

1）电流一定连续；

2）可使电机在四象限运行；

3）电机停止时有微振电流，可以消除静摩擦死区；

4）低速平稳性好，系统的调速范围可达1：

20000左右；

5）低速时，每个开关器件的驱动脉冲仍较宽，有利于器件的可靠导。

本设计选用双极性控制的桥式可逆PWM变换器。

1.1.2双闭环直流调速系统电路原理

随着调速系统的不断发展和应用，传统的采用PI调节器的单闭环调速系统既能实现转速的无静差调节，又能较快的动态响应只能满足一般生产机械的调速要求。

为了提高生产率，要求尽量缩短起动、制动、反转过渡过程的时间，最好的办法是在过渡过程中始终保持电流（即动态转矩）为允许的最大值，使系统尽最大可能加速起动，达到稳态转速后，又让电流立即降低，进入转矩与负载相平衡的稳态运行。

要实现上述要求，其唯一的途径就是采用电流负反馈控制方法，即采用速度、电流双闭环的调速系统来实现。

在电流控制回路中设置一个调节器，专门用于调节电流量，从而在调速系统中设置了转速和电流两个调节器，形成转速、电流双闭环调速控制。

双闭环调速控制系统中采用了两个调节器，分别调节转速和电流，二者之间实现串级连接。

图1－1.1为转速、电流双闭环直流调速系统的原理图。

图中两个调节器ASR和ACR分别为转速调节器和电流调节器，二者串级连接，即把转速调节器的输出作为电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制晶闸管整流器的触发装置。

电流环在内，称之为内环；转速环在外，称之为外环。

两个调节器输出都带有限幅，ASR的输出限幅什Uim决定了电流调节器ACR的给定电压最大值Uim，对就电机的最大电流；电流调节器ACR输出限幅电压Ucm限制了整流器输出最大电压值，限最小触发角α。

图1-1.1双闭环直流调速系统电路原理图

1.1.3双闭环直流调速系统动态数学模型

双闭环直流调速系统动态结构图如图1-1.2所示。

图中

和

分别表示转速调节器和电流调节器的传递函数。

如果采用PI调节器，则有

（1-1）

（1-2）

为了引出电流反馈，在电动机的动态框图中必须把电枢电流

显露出来。

图1-1.2双闭环直流调速系统动态结构图

1.1.4数字控制双闭环直流调速系统方框图

根据设计要求，本系统设计为全数字式控制方式，因此要求微型计算机完成：

电流环控制器运算、速度环控制器运算、位置环控制器运算，以及与它们相应的反馈信号的采样和数字信号处理。

本系统采用霍尔元件作为检测电动机电枢电流的传感器,其电流容量为50A,转换比例为1000：

1。

霍尔元件检测得到的弱电流信号经转换、滤波、放大后,变成与电枢电流成比例的0~5V的直流电压信号,再经A/D转换电路,将模拟电压转换成数字量,输入微型计算机。

本系统选用光电脉冲信号发生器作为速度反馈的测量元件,光电脉冲信号发生器将电动机转子的角位移量转换成脉冲序列,通过计数器定时计数即可得到电动机转速的数字式反馈量。

本系统由微型计算机来实现整个系统的控制,用全数字方式来取代传统的模拟控制方式,不仅提高了系统的可靠性、灵活性,而且还为整个系统的多功能、智能化提供了必要条件。

经上述考虑,本系统组成的方框图如图1-1.3所示。

图1-1.3数字式双闭环直流调速系统方框图

1.1.5数字式双闭环直流调速系统硬件结构图

数字式双闭环直流调速系统硬件结构图如图1-1.4所示

第二节主电路的设计及参数计算

由于给定直流电动机的额定电压为230V，为保证供电质量，应采用三相降压变压器将电源电压降低；为避免三次谐波电动势的不良影响，三次谐波电流对电源的干扰，主变压器采用Δ/Y联结。

1.2.1整流变压器的计算与设计

变压器二次侧电压：

U2的确定原则是要保证在电动机的整个起动过程中，整流装置都能够提供要求的最大电流值1.5*Idnom，忽略IGBT压降和换相重叠压降后可列出下列公式：

电动机Ce=0.1290

Udm=2.34*U2>Ce*Nn+Idm

考虑到电网电压波动，取波动系数为0.95，则有:

U2=（Ce*Nn+Idm*R）/2.34=（0270*1510+1.5*39.3*0.806）/（0.95*2.34）=204.77V

整流器视在功率：

Sn=3u2I2=3*39.3*1.5*204.77=36.2KVA

故

，变压器一次侧电压一般由供电电源决定取u1=220V

=36.2*1000/（3*220）=54.87A

故变压器应选择220V/220V视在功率为40KVA

1.2.2开关器件IGBT参数计算与选择

由经验公式得额定电压为440V时开关器件IGBT的耐压应选1200V的

反向最大电压：

U=1200V

I=1.5Id=1.5*39.3=58.95A

1.2.3电阻、电容的选择

由限流电阻计算公式：

R0=Ud02/Pe=（Ce*Nn+Idn*R）2/Pe=439.382/15000=12.87Ω

滤波电容器由经验公式求得：

C1=C2=4uF/V*Ud0=4*439.38=1757.52uF

并联电阻一般取56-100kΩ,则有：

R1=R2=56kΩ

1.2.4整流功率二极管的选择：

选择功率二极管的耐压值：

U=（2-3）Um=（2-3）*sqr

（2）*U2=579~868.7V

通态电流值：

Ita=（1.5-2）Ivt=（1.5-2）*39.3/sqr（3）/1.57=21.6-28.9A

选取功率二极管数据为：

900V/50A

1.2.5平波电抗器的选择及计算

平波电抗器：

平波电抗器用于整流以后的直流回路中。

整流电路的脉波数总是有限的，在输出的整直电压中总是有纹波的。

这种纹波往往是有害的，需要由平波电抗器加以抑制。

平波电抗器的电感量一般按低速轻载时保证电流连续的条件来选择。

对于三相桥式整流电路：

（参考课程设计一数据）

L=0.693U2/Idmin

又因为一般Idmin为电动机额定电流的5%~10%，这里去10%.In=39.3A

因此：

L=0.693×U2/3.93

又因为U2=204.77V

所以：

L=36.09mH

1.2.6快速熔断器的选择及计算

熔断器作用：

当电路发生故障或异常时，伴随着电流不断升高，可能损坏电路中的某些重要器件或贵重器件，也有可能烧毁电路甚至造成火灾。

若安置了熔断器，那么，熔断器就会在电流异常升高到一定的高度和一定的时候，自身熔断切断电流，从而起到保护电路安全运行的作用。

快速熔断器的额定电流的计算如下：

Itn=π*Ita/2（A）

其中Ita为晶闸管的额定通态平均电流，即为28.9A。

因此：

Itn=45.4A。

快速熔断器的额定电压Utn可用下列公式计算：

Utn≧Kut*Uv/1.4

Uv=U2=204.77V；

Kut为元件电压计算系数,查表得2.45。

因此：

Utn≧501.7V

第三节调节器的选择与计算

反馈系数的确定：

电枢电流是双极性的，A/D转换的结果为10位二进制数

转速反馈系数：

α=10V/nN=0.0066min/r

电流反馈系数：

β=U*im/Idm=10/（1.5*39.3）=0.169/A

1.3.1确定电流调节器时间常数

1）整流装置滞后时间常数Ts=0.0017s。

2）电流滤波时间常数Toi:

取Toi=4ms=0.004s。

3）电流环小时间常数之T∑i近似处理，取T∑i=Ts+Toi=0.0057s。

4）电枢回路电磁时间常数Tl

Tl＝0.0167s

5）电力拖动系统时间常数Tm

Tm=0.76s

6）Ks=40

1.3.2电流调节器结构的选择

根据设计要求并保证稳态电流无差，可按典型I型系统设计电流调节器。

电流环控制对象是双惯性型的，因此可用PI型电流调节器，其传递函数为WACR（S）=Ki（τis+1）/τis

Ki-------电流调节器的比例系数；

τi------电流调节器的超前时间常数。

检查对电源电压的抗干扰性能：

Tl/T∑I=0.0167s/0.0057s=2.93,参照教材中表2-3的典型型系统动态抗扰性能，

各项指标都是可以接受的。

图1-3.1电流环等效近似处理后校正成为典型I系统框图

1.3.3电流调节器参数计算

电流调节器超前时间常数：

τi=Tl=0.0167s

电流环开环增益：

要求σi≤5％时,查表得KIT∑i=0.5,因此

KI=0.5/0.0057s=87.71s-1

于是，ACR的比例系数为：

Ki=KIτiR/Ksβ=17.54

电流环采样角频率：

Wsi=10Wci=877.1s-1

电流环采样时间：

Ti=1/（Wsi/2pi）=0.007s

1.3.4确定转速调节器时间常数

1）电流环等效时间常数1/KI

已知KIT∑i=0.5，则

1/KI＝2T∑i＝2×0.0057s＝0.0114s

2）转速时间常数Ton。

取Ton=0.01s

3）转速小时间常数T∑n。

按小时间常数近似处理，取

T∑n＝1/KI＋Ton＝0.0214s

1.3.5转速调节器结构的选择

转速环开环传递函数应共有两个积分环节，所以应该设计成典型II系统，系统同时也能满足动态抗扰性能好的要求。

图1-3.2转速环等效近似处理后校正成为典型II系统框图

ASR也应该采用PI调节器，其传递函数为：

WASR（s）=Kn（τns+1）/τns

Kn-------转速调节器的比例系数；

τn------转速调节器的超前时间常数。

1.3.6转速调节器参数计算

按跟随和抗扰性能都较好的原则，取h=5，则ASR的超前时间常数为

τn=hT∑n=5×0.0214s=0.107s

转速开环增益：

KN=（h+1）/2h2T∑n2=6/（2×52×0.02142）=263.03s-2

ASR的比例系数为：

Kn=（h+1）βCeTm/2hαRT∑n=18.28

转速环采样角频率：

Wsn=10Wcn=280.37s-1

电流环采样时间：

Tn=1/（Wsn/2pi）=0.0224s

第四节PWM信号发生电路设计

一、PWM控制器设计

1-1PWM信号发生电路设计

图1-4.2PWM信号发生电路

PWM波可以由具有PWM输出的单片机通过编程来得以产生，也可以采用PWM专用芯片来实现。

当PWM波的频率太高时，它对直流电机驱动的功率管要求太高，而当它的频率太低时，其产生的电磁噪声就比较大，在实际应用中，当PWM波的频率在18KHz左右时，效果最好。

在本系统内，采用了两片4位数值比较器4585和一片12位串行计数器4040组成了PWM信号发生电路。

两片数值比较器4585，即图上U2、U3的A组接12位串行4040计数输出端Q2—Q9，而U2、U3的B组接到单片机的P1端口。

只要改变P1端口的输出值，那么就可以使得PWM信号的占空比发生变化，从而进行调速控制。

12位串行计数器4040的计数输入端CLK接到单片机C51晶振的振荡输出XTAL2。

计数器4040每来8个脉冲，其输出Q2—Q9加1，当计数值小于或者等于单片机P1端口输出值X时，图中U2的（A>B）输出端保持为低电平，而当计数值大于单片机P1端口输出值X时，图中U2的（A>B）输出端为高电平。

随着计数值的增加，Q2—Q9由全“1”变为全“0”时，图中U2的（A>B）输出端又变为低电平，这样就在U2的（A>B）端得到了PWM的信号，它的占空比为（255-X/255）*100%，那么只要改变X的数值，就可以相应的改变PWM信号的占空比，从而进行直流电机的转速控制。

使用这个方法时，单片机只需要根据调整量输出X的值，而PWM信号由三片通用数字电路生成，这样可以使得软件大大简化，同时也有利于单片机系统的正常工作。

由于单片机上电复位时P1端口输出全为“1”，使用数值比较器4585的B组与P1端口相连，升速时P0端口输出X按一定规律减少，而降速时按一定规律增大。

1-2PWM发生电路主要芯片的工作原理

1．芯片4585

（1）芯片4585的用途：

对于A和B两组4位并行数值进行比较，来判断它们之间的大小是否相等。

（2）芯片4585的功能表：

输入

输出

比较

级取

A3、B3

A2、B2

A1、B1

A0、B0

A

A=B

A>B

A

A=B

A>B

A3>B3

*

*

*

*

*

1

0

0

1

A3=B3

A2>B2

*

*

*

*

1

0

0

1

A3=B3

A2=B2

A1>B1

*

*

*

1

0

0

1

A3=B3

A2=B2

A1=B1

A0>B0

*

*

1

0

0

1

A3=B3

A2=B2

A1=B1

A0=B0

0

0

1

0

0

1

A3=B3

A2=B2

A1=B1

A0=B0

0

1

0

0

1

0

A3=B3

A2=B2

A1=B1

A0

1

0

0

1

0

0

A3=B3

A2=B2

A1

*

*

*

*

1

0

0

A3=B3

A2

*

*

*

*

*

1

0

0

A3

*

*

*

*

*

*

1

0

0

（3）芯片4585的引脚图：

图1-4.34585的引脚图

2．芯片4040

芯片4040是一个12位的二进制串行计数器，所有计数器位为主从触发器，计数器在时钟下降沿进行计数。

当CR为高电平时，它对计数器进行清零，由于在时钟输入端使用施密特触发器，故对脉冲上升和下降时间没有限制，所有的输入和输出均经过缓冲。

芯片4040提供了16引线多层陶瓷双列直插、熔封陶瓷双列直插、塑料双列直插以及陶瓷片状载体等4种封装形式。

（1）芯片4040的极限值：

电源电压范围：

-0.5V—18V

输入电压范围：

-0.5V—VDD+0.5V

输入电流范围：

±10mA

贮存温度范围：

-65°C—150°C

（2）芯片4040引出端功能符号：

CP:

时钟输入端CR：

清除端Q0—Q11：

计数脉冲输出端

VDD:

正电源VSS:

地端

（3）芯片4040功能表：

输入

输出

CP

CR

↑

↓

*

L

L

H

保持

计数

所有输出端均为L

（4）芯片4040的引脚图：

图1-4.44040的引脚图

1-3驱动电路设计

电路中驱动采用的是IR2112S芯片，IR2112S芯片是IR公司专为驱动功率开关管而设计的，是一种高电压高速的功率MOSFET和IGBT驱动器，它有两个独立的高端和低端输出通道，一个芯片可以驱动两个MOSFET管或IGBT管。

输出的浮置通道可用来驱动高端接于600V（最大）的N沟道电力MOSFET或IGBT。

图1-5.1为SOIC封装的IR2112S的引脚排列。

图1-5.1IR2112S的引脚排列

IR2112S具有的特点是：

（1）浮置通道具有自举电路，工作电压可达600V，抗dv/dt干扰；

（2）驱动电压为10V以上；

（3）禁止直通逻辑（一个桥的上下臂不能直通）；

（4）两个传输通道延时相同；

（5）高端输出与HIN输入相位相同，低端输出与/LIN相位相同（如图1-5.2）。

图1-5.2IR2112S的控制逻辑

二、转速检测电路设计

转速的测量使用编码盘。

光电式旋转编码器在数字测速中常用作为转速或转角的检测元件。

由光电式旋转编码器产生与被测转速成正比的脉冲，测速装置将输入脉冲转换为以数字形式表示的转速值。

本系统选用M法测速。

2-1旋转编码器的原理及选择

电编码器来采样转速信号。

增量式编码器是专门用来测量转动角位移的累计量。

图1-7.1增量式光电编码盘结构及信号输出

这里以三相编码器为例介绍增量式编码器的工作原理及其结构。

增量式光电编码器在圆盘上有规则地刻有透光和不透光的线条。

在圆盘两侧放发光元件和光敏元件。

当圆盘随电机旋转时，光敏元件接收的光通量随透光线条同步变化，光敏元件输出波形经过整形后变为脉冲。

码盘上有相标志，每转一圈Z相输出一个脉冲。

此外，为判断旋转方向，码盘还可提供相位相差90º的两路脉冲信号，如图1-7.1所示。

转速及转向信号处理：

将A、B两相脉冲中任何一相输入计数器中均可使计数器进行计数。

编码盘输出的Z相脉冲用于复位计数器，每转一圈复位一次计数器；编码盘的旋转方向可以通过D触发器的输出信号Q来判断。

整形后的A、B两相输出信号分别接到D触发器的时钟端和D输入端，D触发器的CLK端在A相脉冲的上升沿触发。

由于A、B两相的脉冲相位相差90°，当电机正转时（假设B相脉冲超前时为正转，反之为反转），B相脉冲超前A相脉冲90°，触发器总是在B脉冲为高电平时触发，这时D触发器的输出端Q输出为高电平。

如图1-7.2所示。

当电机反转时，A相脉冲超前B相脉冲90°，则D触发器总是在B脉冲为低电平时触发，这时Q输出端输出为低电平。

由此确定电机的转动方向。

图1-7.2电机运转方向判别

2-2M法测速的实现

在系统中，使用单片机的T/C0和T/C1分别记数高频时钟脉冲个数

和同时间内旋转编码器输出的脉冲个数

。

由于T/C0还要给8279给定时钟信号，因此工作于计数器方式，时钟信号为单片机时钟的1/2分频即4MHZ，定时器初值设为80H。

T/C0溢出中断后，记录T/C1的数值

，并将单片机PB0清零，延时5个时钟之后，置位PB0口后重新开始记数，再次溢出中断时：

如果测速容许，再次记录T/C1的数值

，否则将单片机PB0清零，延时之后置位PB0口，重新记数。

这样循环，T/C0完成了记数高频时钟脉冲个数

和8279脉冲信号的输出。

那么，电动机的转速为：

式中，高频时钟频率

=4×

HZ；

旋转编码器的光栅数P=1024；

=64.

三、电流检测电路设计

1-1直流电流检测电路

图