此时,ISEN端上的电压超过0.8V,然后长期保留在0.75V以上。
8PINDELAY过流的延迟关断。
从此端接一电容及电阻到GND,设責IC关断前的过流最大时间以及IC重起动之后的延迟,每个时段ISEN端电压超过0.8V时,电容就由部150UO电流源发生器来缓慢放电。
如果此端电压达到2V,软起动电容就完成放电,开关频率被推到最大值。
150UA电流源总保持开启,在此端电压超过3.5V时,IC即停止开关。
部电流源也关断,此端电压衰减由外部电阻放电完成。
IC在其电压降至0.3V以下时重新软起动。
用此法在短路条件下,变换器用非常低的平均输入功率间歇式工作。
3PINCF定时电容。
从此端接一电容到GND,用于部电流发生器的充电及放电,用接到4PIN(RFmin)的外部网络调节此部电流发生器,从而决定变换器的开关频率。
4PINRFmin最低振荡频率设責。
此端提供预責的2V基准,用一支电阻从此端接到GND,以决定设責最低频率的电流。
用调频的闭环反馈调节变换器输岀电压。
光耦的光电三极管通过一支电阻接到此端,电阻值将设責最高工作频率。
一个R-C串连从此端接到GND,以设責从起动到稳定工作的频率移动围,并防止过冲。
5PINSTBY猝发模式工作阈值。
此端检测反馈控制环的电压,并与部1.25V基准比较,如果此端电压低于基准,IC即进入空载的状态。
其静态电流即减下来,芯片在此端电压超过基准50mV后重新开起,软起动没有实行。
这个功能在负载降到几乎空载时完成猝发模式工作。
此负载水平可用接在光耦到RFmin端的电阻来调节.此端到RFmin在不使用猝发模式工作时可短接。
6PINISEN电流检测输入。
此端检测初级电流,可用一电阻或一电容分压器做无损检测,此输入无部逐个期式控制。
因此电压信号必须滤波以得到平均电流信息。
在其电压超过0.8V阈值时,软起动电容接到1PIN,部放电,频率增加以限制功率通过量。
在输岀短路时,其通常接近初级的恒定峰值电流,这个条件允由2PIN设責,令电流保持在建起值而不管频率的增加。
第二个比较器在1.5V基准时锁住器件令其关断,使消耗降到起动前水平。
然后信息被锁住,必须到下一期IC的电源电压使能,令其重新起动,闩锁被移去。
此时,Vcc端电压达到UVLO电压阈值以下。
若此功能不用,将此端连接到GNDo
7PINLINE线路检测输入。
此端用一电阻分压器接到高压输入总线端(AC或DC)作布朗输出保护。
低于1.25V时关闭IC为低消耗,并放掉软起动电容的电荷。
在其电压超过1.25V时,IC重新使能做软起动,比较时提供一个电流滞后,部15uA电流源发生器在其低于1.25V时工作,在其高于1.25V时关断。
此端要用一旁路电容到地,减少噪声干扰。
此端上的电压上限由部齐纳限制,齐纳激活时,IC也关断。
正常使用时,此端电压为1.25V〜6V。
8PINDIS锁住器件关断。
在部此端接到一个比较器,在其上电压超过1.85V时,将IC关掉,并使功耗降到起动前的水平。
此信息被锁住后,必须重新给IC加电才能令其重新软起动,在Vcc电压降到UVLO阈值以下时,此闭锁才被移去,若不用要将此端接地。
9PINPFC_STOP漏极开路的PFC控制器级的ON/OFF控制,通常此端开路,用以停止PFC,用于保护或猝发模式工作。
在IC被DIS>1.85V,ISEN>1.5V,LINE>6V及STBY<1.25V关断时,此端为低电平。
在DELAY上的电压超过2V时又回到开路状态,此时电压降到0.3V,在UVLO期间它开路,如果不用它,此端悬空不接。
10PINGNDIC公共端。
低边栅驱动电流回程端及IC工作电流回流端,所有偏責元件回GND端要各自独立,为星状接法。
HPINLVG低边栅驱动输出端。
驱动能力为源出0.8A漏入0.3A。
驱动半桥电路低边的MOSFET,在UVLO时此端为低电平。
12PINVccIC供电端。
也是低边栅驱动电压,要O.luF电容旁路到GNDo也可用一独立偏責电压供IC的信号部分。
13PINNC高压隔离端。
此端部不接电路,隔离开高压及低压部分。
14PINOUT半桥的高边驱动输出的地端,高边栅驱动电流的回流端子,PCB布局时小心,防止因接线太长岀现尖刺电压。
15PINHVG高边浮动的栅驱动输岀端,可源出0.8A,漏入0.3A。
驱动半桥电路高边的MOSFET,用一电阻在部接到14PIN,以确保在UVLO时此端不处于浮动状态。
16PINVBOOT高边栅驱动的浮动电源电压。
升压电容接于此端到14PIN之间,由部同步升压二极管给其电平移动,并送来驱动信号。
此专利的结构取代了通常外部加上的高压二极管。
L6599的应用注意
L6599是一个先进的双端输出专用于谐振半桥拓朴的控制器,在此变换器中,半桥的高边,低边两开关交替地导通和关断(相位差180°),也即工作在各50%占空比,虽然实际占空比即导通时间与开关期之比略小于50%,其部有一固定的死区时间T。
,将其插在一个MOSFET的关断与另一MOSFET的导通之间。
在此死区时间,两只MOSFET都关断。
这个死区时间可确保变换器正确工作,要确保实现软开关以及高频工作下的低EMIo
为了保证变换器的输出电压调整率,器件要能工作在不同的模式下,各种工作模式取决于负载条件。
见图20
1,在重载,中载及轻载时,弛振荡器产生一个对称的三角波,此时MOSFET的开关锁住,
波形的频率与一电流相关,它去调制反馈电路,结果由半桥驱动的槽路接受由反馈环命令的频率并保持输岀稳定,于是它的工作频率取决于传输特性。
2,在猝发模式下,此时为空载或极轻负载,当负载降到此值以下时,变换器进入间歇式工作,一些开关期是在近似固定频率下工作,且由一些无效的期间隔开,两个MOSFET都处在关闭状态,随着负载进一步减小,会进入更长的无效期,以减小平均开关频率。
当变换器完全空载时,平均开关频率会降到几百赫兹,于是最小的磁化电流损耗随频率减下来,容易完成节能要求。
振荡器
振荡器在外部用一个电容Cf调节,从3PIN接到GND,用接到4PIN的网络交替地充放电来定岀,此端提供2V基准,有源出2mA电流能力,当源出更大电流时,会有更高频率,
2,电阻RFmax,接于此端和光耦集电极之间(其发射极接GND),光耦从二次侧传输反馈信息,光电三极管将调制通过分支的电流,从而调制振荡器的频率,执行输出电压的调
制,RFmax的值决定了半桥最高工作频率,此时光电三极管处在饱合状态。
3,—个R-C串联电路(Css+Rss)接于此端到GND,用来设責起动时的频率移动,注意在待机工作状态时,其贡献为0。
下面是最低及最高工作频率之间的数学关系表达式。
mm
3RF命
f-]
CF.(RFmin||RFm„)
在CF定在几百pf或几nf区间后,RFmin和RFmax的值将按所选振荡器频率来决定,从最低频到最高频,在此频率围要能稳压。
rf._J
m,n"3CF口山
RFfnia>t=
RFmin
■mAXHf-1min
不同的选择准则是在猝发模式工作时对RFmaz将有不同的值。
在图4中,给岀振荡波形与栅驱动信号之间的关系。
在半轿的开关结点处示岀。
注意,
低边驱动开启时,振荡器三角波上斜,而高边驱动开启时或IC在猝发模式下开关时,低边MOSFET先导通给升压电容充电,结果,升压电容总是在充电后才令高边MOSFET工作。
图4振荡器波形与栅驱动信号的关系
当谐振半桥在轻载或空载时,它的开关频率将达到最大值,为保持输出电压在此条件下仍受控,并防止丢失软开关,必须让有效的剩余电流流过变压器的励磁电感,当然,此电流产生一些附加损耗,这防碍实现变换器在轻载下的低损耗。
为克服此问题,L6599的设计使变换器间歇工作(猝发式工作),用插入几个开关期中给岀空闲的输岀,令两功率MOSFET关断,这样平均开关频率就减下来了。
结果,实际磁化电流的平均值及相关损耗也减下来了,使变换器成为节省能源的推荐品。
器件用5PIN可使其工作在猝发模式下,如果加到此端的电压降到1.25V以下,IC将进入空闲状态,此时两个栅驱动输岀都为低电平,振荡器停止工作,软起动电容Css保持在充电状态,仅有RFmin端的2V基准留住以使IC有最低的消耗。
Vcc电容也放了电,IC将在此端电压超过1.25V的50mV以上时恢复工作。
执行猝发模式工作,加到STBY端的电压需要与反馈环路相关,图5示岀最简单的关系适于窄输入电压围工作。
实际上,RFmax由开关频率fmcix定岀,超出后L6599进入猝发模式工作,一旦fmox固定,RFmax即可求出:
冃尸_旦HFfnin
f~'1
1min
注意:
除非fmox在前面考虑,此处fmox是结合某些负载P°UTB,在最小值时的状态,POUTB由变压器峰值磁化电流足够低,不能产生音频噪声为决定。
谐振变换器的开关频率,还取决于输入电压。
因此对图5有较大输入电压围的电路,POUIB的值将变化,要予以考虑。
在此情况,推荐如图6的安排。
变换器的输入电压到STBY端,由
于开关频率与输入电压的非线性关系,要更实际地找出校正RA/(RA+RB)的合适数值,这需要少量改变P°UTB的值,小心地选择Ra+Rb总值必须大于RC,以减小对LINE端电压的影响。
无论如,用此电路时,它的工作可如下描述。
由于负载降到P°UTB值以下,频率会试图超过调整值fmax,STBY端上的电压也将低于1.25V,IC然后停止两功率开关的驱动,于是半
桥的两功率MOSFET处在关断状态,必冏电压会随反馈结果而增加,能量传输停止。
在其电压升到1.30V时,IC重新开始开关。
此后,\/沖将再变低,重复能量猝发,使IC停止工作。
以这种法变换器即工作在猝发模式,且接近一个恒定低频,随负载的进一步减小,会使频率再减小,甚至达几百赫的水平,图7示出时序图,表示出其工作种类,示出最有用的信号,用一支小电容从STBY接到GND,仅靠IC放置,减小开关噪声,实现清洁式工作。
图7L6599在不同工作模式下的时序图
为帮助设计师满足节能要求,在PFC的功率因数校正部分,因为PFC预调整器领先于DC/DC变换器工作,器件允PFC预调整器在猝发模式工作时被关断,从而消除PFC部分的
功耗约0.5〜1W,也因低频时EMI的调节要参照正常负载,所以变换器在空载及轻载时没有限制观察。
为做到这一点,器件提供9PIN作(PFC_STOP)开集电极输出,通常为开路,在IC工作于猝发模式的空闲期时,令其为低,此信号用于关断PFC控制器如图8所示。
L6559的UVLO端保持开路,以使PFC首先启动。
图8L6599关断PFC控制IC的电路
软起动
通常讲,软起的目的是为起动时逐渐增加变换器的功率能力,为防止过冲电流,在谐振变换器中,给出的功率取决于频率高低,所以软起动是采用让开关频率从高到达控制环路的限定值来做的,所以L6559变换器的软起动简单地加个RC串联电路从4PIN接到GND。
Css
图9L6599的软起动外电路
开始时,电容Css完全放电,所以串联电阻Rss与RFmin有效地并联,结果初始频率取决于Rss和RFmin,由于光耦的光电三极管此时关断,(要等到输出电压建起反馈后)。
f=1
Slart_3-CF-(R(FmjnIIR&s))
Css电容逐渐充电直到电压达到2V基准电压。
随之,通过Rss的电流降到0,典型为5倍的常数Rss*Css值。
此前,输出电压将紧靠稳定值,直到反馈环工作,光耦的光电三极管将决定此时负载下的工作频率。
在此频率摆动期间,工作频率将随Css电容的充电而衰减,开始时充电速率较快,随后充电速率逐渐慢下来。
这种频率非线性的变化,取决于槽路,它使变换器的功率能力随频率变化,但输岀功率迅速地随其变化。
结果,随着频率线性涌动,平均输入电流是锯齿状增加,没有峰值出现,输出电压几乎没有过冲地达到稳定值。
典型Rss和Css的选择基于下面的关系式:
此ftb,fstart推荐至少4倍于fmin,对Css合适的准则是相当经验的成分,以及在有效
的软起动和有效的OCP之间的折衷,参照图10的时序曲线。
电流检测OCP和OLP
谐振半桥基本上是电压型控制,因此电流检测输入仅作OCP保护用。
不象PWM控制的变换器,能量流是由初级开关的占空比控制的,在谐振半桥中,占空比是固定的,能量流是由开关频率控制的,这也冲击着限流法的实现。
此时,PWM控制的变换能量流可以用终止开关导通来限制,在检测出电流超岀现有阈值即可限制。
而在谐振半桥中,开关频率即振荡器频率必须增加才能迅速关闭开关,这至少要在下一个振荡期才能看到频率的变化,这就是说必须有效地增加频率才能改变能量有效流动,频率改变速率必须比频率自身要慢。
这样,运行中意味着逐个期式限流行不通,因此,初级电流的信息送到电流检测输入的信号必须是平均值的。
当然,平均的时间不能太长,以防止初级电流达到或超过最大值。
图11和图12用一对电流检测表示岀此特点。
电路图11是一个简单仅用一个检测电阻
器件提供电流检测电流输入端(6PINISEN)并给岀过流管理系统,ISEN端部接到第一比较器的输入,比较参考电平为0.8V,第二比较器参考电平为1.5V,如果加到此端的外部电压超过0.8V,则第一比较器触发,使部开关开启,并放掉Css电容的电荷,这会迅速增加振荡器的频率,从而限制了能量的传输,放电直到ISEN端电压降下50mV,这样此平均时间为10/fmin的围,保证了有效频率的上升,在输岀短路时,这个工作的结果接近恒定峰值的初级电流。
通常,ISEN端的电压可过冲到0.8V,当然如果ISEN端电压达到1.5V时,第二比较器将被触发,L6599将关断,并锁住两个输出驱动及令PFC.STOP端变低电平,因此关断了整个系统,IC的电源电压必须拉到UVLO以下,等到再次升到起动电平以上时,才能再起动,如果软起动电容Css太大就可能岀现,所以它的放电不能足够快,或在变压器磁化电感饱合时或在二次侧整流短路时才出现。
在图11的电路中,检测电阻Rs串在低边MOSFET的源极到GNDo注意实际连接的谐振电容处,用此法,Rs上的电压就与高边MOSFET中流过的电流相关了,在多数开关期中都是正的。
除非谐振电流在低边MOSFET反转的时段,但此时低边MOSFET已关断,假设RC滤波时间常数至少】0倍于最小的开关频率fmin时段,则Rs的近似值可用下式表示:
%=VsPkx50.■&斗
'Crpkx'Crpkxk>rpkx
此处,lc「pkx是最大的流过谐振电容和变压器初级绕组的峰值电流,相应也是最低输入电压及最大负载下的电流。
图12的电路可以工作在两个不同的法,如果电阻Ra与Ca相串联,且数值较小,则电路工作象一个电容性电流分压器,Ca典型选在RR/100或少一些,要用低损耗型,检测电阻
R3用下式计算:
O.Sjt/
Cr\
-1+_-I
j1Crpkx**-&員/
Q将按R/G为10/fmin来选择。
这时的Rb为:
—O.fljr
rb=頁M
此处,Ca(Xca)和CR(Xcr)
其围为10/fmirio
如果电阻Ra与Ca相串时不是很小,电路的工作象一个跨过谐振电容Cr的纹波电压分压器,在运行中与通过C「作用的电流相关,再有Ca也将典型无择等于Cr/100或更少一些,这个时段不必是低损耗型的,
~~
在这个频率条件下计算,即Ic「Pk二IcrpKxCB将成为Rb*Cb,
无论如,电路进入实用,Rs或«的计算值都要考虑第一个剪切值,在经验的基础上加以调整。
在过载或输岀短路时,OCP在限制初级以次级能量流上是有效的,但通过二次绕组及整流元件的输岀电流在此条件下可能比较高。
如果连续出现此现象的话,会危机变换器的安全。
为防止其在任此条件下产生的危险,通常强制变换器间歇式工作。
为了带来平均输出电流值给变压器及整流元件的热应力,这可较容易地掌握。
用L6599的设计师,可调节外部最大时间Tsh,即变换器允过载运行或在短路下运行的时间,过载或短路时间必须小于Tsh,这段时间不会有任动作,因此提供给系统具有免除短期征兆期的功能。
如果Tsh超出过载保护(OLP)的过程被激活,将关闭器件。
在连续过载/短路的情况下,将用一个用户定义占空比的法连续中断工作。
图10软起动和过流时的波形和时序图
这个功能与2PIN(DELAY)有关,借助电容Cdeloy,及并联电阻Rdeloy接到GND,由于ISEN端电压超过0.8V,第一级OCP比较器动作,Css放电,接通部电流发生器。
它源出150uA电流(从DELA丫端)并给Cdelay充电,在过载/短路期间,OCP比较器及部电流源迅速地激活,且Cdelay将用平均电流充电。
它取决于电流检测滤波器电路的时间常数。
Css上的谐振电路的特性。
由于Rdelay的放电可忽略不计,考虑时间常数将典型地很长。
这个工作将到来,而且直到Cdelay上的电压达到2V,它定义了时间TSH,Tsh到Cdelay没有简单的关系,这样它实际上由Cdelay根据经验决定。
作为运行指示,在Cdelay=luf时,Tsh将是1OOmSo
一旦Cdelay充电到2V,部开关将Css放电,强制连续为低电平,不去管OCP比较器的输岀,150UA电流源连续导通,直到Cdeloy±的电压达到3.5V,此时段为T%。
TMP=忆
对Tmp以ms表示,Cdelay以uf表示,在此期间L6599运行在接近fstart的频率上,以便减小谐振电路部的能量,随着Cdelay上电压达到3.5V,器件停止开关,PFC.STOP端拉到低电平,还有部发生器也关断,所以Cdelay慢慢地由Rdelay放电,IC在Cdelay电压低于0.3V时再次重新起动,Tstop为:
T&TOP二RDelay'CDelaying-2矶删・CDe|ay
图10给岀工作的时序图。
注竜,如果在Tstop期间,L6599Vcc±的电压降到UVLO阈值以下,IC会保持记忆,而在Vcc超过起动阈值后,不再立即重新起动。
如果V(delay)仍高于0.3V,还有PFC_STOP端停在低电平的时间会如V(delay)一样长地大于0.3V。
注意,在过载时间小于口的情况下,Tsh的值在下一次过载时会变得较低。
锁死关断
器件配备一个比较器,其有一同相端引出,接于8PIN(DIS),部的反相输入端接于1.85V的基准,随着此端电压超过部阈值,IC会立即关断,其功率消耗减到一个低值,锁死信息必须让Vcc端电压降到UVLO阈值以下,这样才能复位锁住,并重新起动IC。
这个功能用于执行过热保护,从外部基准电压用一分压器接在此端作偏責,上部电阻为NTC,令其靠近发热元件,如MOSFET,或者二次侧的二极管或变压器。
OVP也可以用它来执行,用检测输出电压或经光耦传输一个过压条件即可。
线路检测功能
此功能基于停止IC。
随着输入电压到变换器时降到低于规定围,让它在电压返回时重新起动,检测电压可是整流滤波的主电压。
在此情况,即作为布朗输岀保护。
也可以用PFC预调节器的输岀电压保护,此功能服从于POWER-ON及POWER-O阡功能。
L6599在输入欠压时关断。
此是用部比较器完成,如图13所示,其同相输入端为7PIN(LINE),比较器反相端部接于1.25V。
如果LINE端电压低于部基准,在此条件下,软起动即被禁止,PFC_STOP端开路,IC功率消耗减下来,PWMT作重新使能状态要在此端电压高于1.25V。
比较器用一个电流滞插入形成比较器的电压窗口。
在LINE端上电压低于基准时,部luA电流漏被激活打开,若电压高于基准,即关断。
这种式提供一个附加的自由度,使设責ON阈值及OFF阈值成为可能,选择合适的外部电阻分压网络即可以实现。
Vcc
LVG
HVG
Vout
10~6+^hh
1.25
图13线路电压检测功能电路及工作波形
参考图13,下面的关系式可以估出ON(Vinon)及O阡(Vinoff)的输入电压值。
VinON-1.25
——=忖
'$\门厂fF—«25
求解乩和Rl给岀:
o_VinON-VinOFF
H151O-"
1.25
Rl=盼VinOFF-1.25
当线路欠压时被激活,无PWMoVcc电压连续在起动及UVLO阈值之间振荡,见图13。
加入附加的安全测量,如果此端电压超过7V,则器件关断。
如果电源电压总在UVLO阈值以上,IC将重新起动,使其电压降到7V以下。
LINE端,当器件工作时,它是一个高阻抗输入端,接到高值电阻处。
这样它倾向于抬举一个噪声,它可能改变关断阈值或给岀一个不希望有的在ESD测试中出现IC关断的现象,用一支小滤波电容加到此端作旁路,用来防止任这一类的不正常工作。
如果此端功能不用可以将其接到一个电压高于1.25V,但低于6V的地。
高边驱动升压电路部分
浮动高边驱动升压电路部分用一个电容升压电路来完成,这个案通常需要一支高压快恢复二极管,去给升压电容Cboot充电,在L6599中,新的专利技术是用IC—只高压DMOS取代外部高压二极管,它工作在第三象限,由低边驱动器(LVG)同步驱动,用一支低压二极管与其源极连接。
如图14所示。
二极管用于防止任从Vboot端返回Vcc的电流,在部电容没有完全放电之前,可迅速将其关断。
为驱动同步DMOS,它需要一个高于电源电压Vcc的电压,此电压由部充电泵来完成(图14)0
升压驱动结构在给CBO