飞思卡尔智能车比赛电磁组路径检测设计方案.docx
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飞思卡尔智能车比赛电磁组路径检测设计方案
电磁组竞赛车模
路径检测设计参考方案
（竞赛秘书处2010-1，版本1.0）
一、前言
第五届全国大学生智能汽车竞赛新增加了电磁组比赛。
竞赛车模需要能够通
过自动识别赛道中心线位置处由通有100mA交变电流的导线所产生的电磁场进
行路径检测。
除此之外在赛道的起跑线处还有永磁铁标志起跑线的位置。
具体要
求请参阅《第五届智能汽车竞赛细则》技术文档。
本文给出了一种简便的交变磁场的检测方案，目的是使得部分初次参加比赛
的队伍能够尽快有一个设计方案，开始制作和调试自己的车模。
本方案通过微型
车模实际运行，证明了它的可行性。
微型车模运行录像参见竞赛网站上视频文件。
二、设计原理
1、导线周围的电磁场
根据麦克斯韦电磁场理论，交变电流会在周围产生交变的电磁场。
智能汽车
竞赛使用路径导航的交流电流频率为20kHz，产生的电磁波属于甚低频（VLF）
电磁波。
甚低频频率范围处于工频和低频电磁破中间，为3kHz～30kHz，波长为
100km～10km。
如下图所示：
图1：
电流周围的电磁场示意图
导线周围的电场和磁场，按照一定规律分布。
通过检测相应的电磁场的强度
和方向可以反过来获得距离导线的空间位置，这正是我们进行电磁导航的目的。
由于赛道导航电线和小车尺寸l远远小于电磁波的波长⎣，电磁场辐射能量
很小（如果天线的长度l远小于电磁波长，在施加交变电压后，电磁波辐射功率
正比于天线长度的四次方），所以能够感应到电磁波的能量非常小。
为此，我们
将导线周围变化的磁场近似缓变的磁场，按照检测静态磁场的方法获取导线周围
的磁场分布，从而进行位置检测。
由毕奥-萨伐尔定律知：
通有稳恒电流I长度为L的直导线周围会产生磁场，
距离导线距离为r处P点的磁感应强度为：
图2直线电流的磁场
⎝14ðr
由此得:
B=−cos⎝
4ðr
对于无限长直电流来说，上式中⎝1=0，⎝2=ð，则有B=
（1）
。
图3：
无限长导线周围的磁场强度
在上面示意图中，感应磁场的分布是以导线为轴的一系列的同心圆。
圆上的
磁场强度大小相同，并随着距离导线的半径r增加成反比下降。
2、磁场检测方法：
4ðr
人类对于磁场的认识和检测起源很早，我国古代人民很早就通过天然磁铁来
感知地球磁场的方向，从而发明了指南针。
但是对于磁场定量精确的测量以及更
多测量方法的发现还是在二十世纪初期才得到了突飞猛进的进展。
现在我们有很多测量磁场的方法，磁场传感器利用了物质与磁场之间的各种
物理效应：
磁电效应（电磁感应、霍尔效应、磁致电阻效应）、磁机械效应、磁
光效应、核磁共振、超导体与电子自旋量子力学效应。
下面列出了一些测量原理
以及相应的传感器：
（1）电磁感应磁场测量方法：
电磁线磁场传感器，磁通门磁场传感器，磁
阻抗磁场传感器。
（2）霍尔效应磁场测量方法：
半导体霍尔传感器、磁敏二极管，磁敏三极
管。
（3）各向异性电阻效应（AMR）磁场测量方法。
（4）载流子自旋相互作用磁场测量方法：
自旋阀巨磁效应磁敏电阻、自旋
阀三极管磁场传感器、隧道磁致电阻效应磁敏电阻。
（5）超导量子干涉（SQUID）磁场测量方法：
SQUID薄膜磁敏元件。
（6）光泵磁场测量方法：
光泵磁场传感器。
（7）质子磁进动磁场测量方法。
（8）光导纤维磁场测量方法。
以上各种磁场测量方法所依据的原理各不相同，测量的磁场精度和范围相差
也很大，10-11-107G。
我们需要选择适合车模竞赛的检测方法，除了检测磁场的
精度之外，还需要对于检测磁场的传感器的频率响应、尺寸、价格、功耗以及实
现的难易程度进行考虑。
在下面所介绍的检测方法中，我们选取最为传统的电磁感应线圈的方案。
它
具有原理简单、价格便宜、体积小（相对小）、频率响应快、电路实现简单等特
点，适应于初学者快速实现路经检测的方案。
通电导线周围的磁场是一个矢量场，场的分布如图四所示。
如果在通电直导
线两边的周围竖直放置两个轴线相互垂直并位于与导线相垂直平面内的线圈，则
可以感应磁场向量的两个垂直分量，进而可以获得磁场的强度和方向。
图4：
导线周围的感应电磁场
导线中的电流按一定规律变化时，导线周围的磁场也将发生变化，则线圈中
将感应出一定的电动势。
根据法拉第定律，线圈磁场传感器的内部感应电压E与
磁场B（t）、电磁线圈的圈数N、截面积A的关系有：
E=（NA）⋅（⎧0⎧r）
dB（t）d√（t）
dtdt
感应电动势的方向可以用楞次定律来确定。
由于本设计中导线中通过的电流频率较低，为20kHz，且线圈较小，令线圈
中心到导线的距离为r，认为小范围内磁场分布是均匀的。
再根据图3所示的
导线周围磁场分布规律，则线圈中感应电动势可近似为：
d√（t）kdIK
dtrdtr
（2）
即线圈中感应电动势的大小正比于电流的变化率，反比于线圈中心到导线的
距离。
其中常量K为与线圈摆放方法、线圈面积和一些物理常量有关的一个量，
具体的感应电动势常量须实际测定来确定。
3、双水平线圈检测方案
不同的线圈轴线摆放方向，可以感应不同的磁场分量。
我们先讨论一种最简
单的线圈设置方案：
双水平线圈检测方案。
在车模前上方水平方向固定两个相距
L的线圈，两个线圈的轴线为水平，高度为h，如下图所示：
线圈
引脚
磁性
材料
运动方向
模型车
10mH
h
L
电流/100mA
赛道中心线
图5双水平线圈检测方案
为了讨论方便，我们在跑道上建立如下的坐标系，假设沿着跑道前进的方向
为z轴，垂直跑道往上为y轴，在跑道平面内垂直于跑到中心线为x轴。
xyz轴满足
右手方向。
假设在车模前方安装两个水平的线圈。
这两个线圈的间隔为L，线圈的高
度为h，参见下图5所示。
左边的线圈的坐标为（x,h,z），右边的线圈的位置（x-L,h,z）。
由于磁场分布是以z轴为中心的同心圆，所以在计算磁场强度的时候我们仅仅考
虑坐标（x,y）。
由于线圈的轴线是水平的，所以感应电动势反映了磁场的水平分量。
根据公
h
式
（2）可以知道感应电动势大小与22成正比。
x+h
=−
车模前进
y
方向
赛道
z
x
（x,h）
水平线圈
h
L
交变电流
中心
导航
电线
x
水平线圈
（x-L,h）
（100mA）
0
Y
z
线圈
h
L
X
图6感应线圈的布置方案
x
I/100mA
0
假设h=5cm,x∈（−15,+15）cm，计算感应电动势E=
置x的变化取值，如下图所示：
感应电动势
0.22
0.2
0.18
0.16
0.14
0.12
0.1
0.08
0.06
0.04
2
h
随着线圈水平位
0.02
-15
-10
-5
0
5
10
15
x/cm
图7线圈中感应电动势与它距导线水平位置x的函数
如果只使用一个线圈，感应电动势E是位置x的偶函数，只能够反映到水平
h+x2
位置的绝对值x的大小，无法分辨左右。
为此，我们可以使用相距长度为L的两
个感应线圈，计算两个线圈感应电动势的差值：
Ed=E1−E2=
22
hh
下面假设L=30cm，计算两个线圈电动势差值Ed如下图所示：
0.2
0.15
0.1
0.05
0
-0.05
-0.1
-0.15
-0.2
-5
0
5
10
15
20
25
30
35
x/cm
图8感应电动势差值Ed与距离x之间的函数
从上图可以看出，当左边线圈的位置x=15cm的时候，此时两个线圈的中
心恰好处于跑道中央，感应电动势差值Ed为0。
当线圈往左偏移，x∈（15,30），
感应电动势差值小于零；反之，当线圈往右偏移，x∈（0,15），感应电动势大于
零。
因此在位移0∼30cm之间，电动势差值Ed与位移x是一个单调函数。
可以
使用这个量对于小车转向进行负反馈控制，从而保证两个线圈的中心位置跟踪赛
道的中心线。
通过改变线圈高度h,线圈之间距离L可以调整位置检测范围以及
感应电动势的大小。
三、电路设计原理
从上面检测原理可以知道，测量磁场核心是检测线圈的感应电动势E的幅
值。
下面将从感应线圈、信号选频放大、整流与检测等几个方面讨论电路设计的
问题，最后给出电路设计系统框图和实际电路。
1、感应磁场线圈：
检测线圈可以自行绕制，也可以使用市场上能够比较方便购买的工字型
−
h+xh2+（x−L）2
10mH的电感。
如下图所示。
图9几种10mH电感
这类电感体积小，Q值高，具有开放的磁芯，可以感应周围交变的磁场。
如
下图所示：
磁场
磁场
线圈
磁材料
引脚
图10工字磁材电感
2、信号选频放大
使用电感线圈可以对其周围的交变磁场感应出响应感应电动势。
这个感
应电动势信号具有以下特点：
（1）信号弱：
感应电压只有几十个毫伏。
在检测幅值之前必须进行有效的
放大，放大倍数一般要大于100倍（40db）。
（2）噪声多：
一般环境下，周围存在着不同来源、不同变化频率的磁场。
如下表所示：
表1：
典型的环境磁场强度范围
比赛选择20kHz的交变磁场作为路径导航信号，在频谱上可以有效地避开
周围其它磁场的干扰，因此信号放大需要进行选频放大，使得20kHz的信号能
够有效的放大，并且去除其它干扰信号的影响。
可以使用LC串并联电路来实现选频电路（带通电路），如下图所示：
磁场环境磁场性质
磁场强度（高斯）
家用电器周围一米范围
50Hz
-3-2
10-10
地表面地球磁场
恒定
0.2-0.5
工业电机和电缆周围十米范围
50Hz
1-100
长波通讯
>30kHz
-6-3
10-10
赛道中心导线周围0.5米范围
20kHz
-4-2
10-10
电路示意图
电感
内阻
等效电路图
R0/10Ω
L
感应
线圈
C
Vo
谐振
电容
E
L/10mH
Vo
C/6.8nf
感应电动势
图11：
RLC并联谐振电路
上述电路中，E是感应线圈中的感应电动势，L是感应线圈的电感量，R0是
电感的内阻，C是并联谐振电容。
上述电路谐振频率为：
f0=
（2ð⋅20⋅10）
=6.33⋅10（F）
1
2ðLC
。
已知感
应电动势的频率f0=20kHz，感应线圈电感为L=10mH，可以计算出谐振电容
的容量为：
C=
1
（2ðf0）
2
L
=
1
33
⋅10⋅10
−3
−9
通常在市场上可以购买到的标称电容与上述容值最为接近的电容为6.8nF，
所以在实际电路中我们选用6.8nF的电容作为谐振电容。
为了验证RLC选频电路的效果，我们对比了在有和没有谐振电容两种情况
下的电感输出的感应电压。
在导线中通有20kHz左右，100mA左右方波电流，
在距离导线50mm的上方放置垂直于导线的10mH电感，使用示波器测量输出电
压波形。
如下图12所示。
电流参考波形
电感10mH感应电压
距离h=5cm
电感L=10mH
电流参考波形
电感10mH感应谐振电压
距离h=5cm
电感L=10mH
电容C=6.8nF
55μs
线圈感应电压
55μs
线圈感应谐振电压55μs
300mVpp
55μs
160mVpp
（A）没有谐振电容时感应电压输出
（B）有谐振电容时感应电压输出
图12：
测量感应线圈两端的感应电压。
从上面结果可以看出，增加有谐振电容之后，感应线圈两端输出感应20KHz
电压信号不仅幅度增加了，而且其它干扰信号也非常小。
这样无论导线中的电流
波形是否为正弦波，由于本身增加了谐振电容，所以除了基波信号之外的高次谐
波均被滤波除掉，只有基波20kHz信号能够发生谐振，输出总是20KHz正弦波。
为了能够更加准确测量感应电容式的电压，还需要将上述感应电压进一步放
大，一般情况下将电压峰峰值放大到1-5V左右，就可以进行幅度检测，所以需
要放大电路具有100倍左右的电压增益（40db）。
最简单的设计可以只是用一阶
共射三极管放大电路就可以满足要求，如下图所示：
+5V
20kHz
L1
10mH
频率
C1
6.8nF
R1
510k
R2
5.1k
T1
C3/104
放大输出
Vout
C2/104
1815D1
β>150
图13：
单管共射交流放大电路
当然，也可以选用运算放大器进行电压放大。
但是需要选择单电源、低噪
音、动态范围达、高速运放不太容易，所示不太推荐使用运算放大器进行信号放
大。
3、幅度测量
测量放大后的感应电动势的幅值E可以有多种方法。
最简单的方法就是使用
二极管检波电路将交变的电压信号检波形成直流信号，然后再通过单片机的AD
采集获得正比于感应电压幅值的数值。
如下图所示：
+5V
R1
510k
R2
5.1k
C3/104
D2
检波输出
Vout
C2/104
T1
1815D1
β>150
C4
0.1uf
R3
51kΩ
图14：
倍压检波电路
上图给出了倍压检波电路可以获得正比于交流电压信号峰峰值的直流信号。
为了能够获得更大的动态范围，倍压检波电路中的二极管推荐使用肖特基二极管
或者锗二极管。
由于这类二极管的开启电压一般在0.1-0.3V左右，小于普通的硅
二极管（0.7V），可以增加输出信号的动态范围和增加整体电路的灵敏度。
实际上，可以不使用检波电路，而直接将上述单管放大电路中，三极管集电
极电压接入单片机的AD端口，使用单片机直接采样交变电压信号，如下图所示：
+5V
20kHz
L1
10mH
频率
C1
6.8nF
R1
510k
R2
5.1k
C3/104
T1
AD输入
单
片
机
C2/104
1815D1
β>150
图15：
直接采集放大信号
只要保证单片机的AD采集速率大于20kHz的5-10倍，连续采集5-10个周
期的电压信号（大约100数据左右），就可以直接从采集的数据中最大值减去最
小值获得信号的峰峰值。
假设采集了128个数据：
xi,i=1,2,
的峰峰值Vp−p可以有下式计算：
128，计算信号
xmax=max（xi,i=1,2,
xmin=min（xi,i=1,2,
128）
128）
Vp−p=xmax−xmin
∑xi
∑
∑（）
上面计算计算方法由于只用应用了数据的最大值、最小值，所得结果容易受
到噪声的影响，所以还可以通过计算数据交流信号的平均值、有效值反映信号的
幅值：
x=
128
i=1
128
xave=
128
i=1
xi−x
128
xe=
128
i=1
xi−x
128
2
上面所计算得到的xave,xe等都与信号的峰峰值成单调关系，所以也可以用来
进行计算位置差值信号。
根据上面介绍，检测电路框图如下图所示：
+5V
L1
10mH
C1
6.8nF
需要
调整
R1
510k
R2
5.1k
2.5V
C3/104
肖特基
二极管
D2
100mA
交变
电流
20kHz
频率
C2/104
T1
8050
β>150
D1
磁场
感应
选频
放大
检波
AD
转
换
单片机
赛道中心线
图16：
检测电路系统框
直接AD采样
>200ksps
注：
直接波形采集的时候，
信号直接从三极管的
集电极引入单片机的
AD端口。
四、实际电路与调试
1、直接信号放大电路：
如下图所示：
实验电路
C1/6.8nF
C2/0.1uf
R1/510K
+5V
GND
VOUT
L1/10mH
T1
1815
+5V
20kHz
频率
R1
510k
R2
5.1k
L1
10mH
C1
6.8nF
C2/104
T1
1815D1
β>150
放大输出
Vout
图17：
直接放大电路
电路焊接完毕后，只要调节可调电阻R1，使得三极管集电极电压处于2.5V
左右即可。
将上述放大电路的感应电感放在通有100mA、20kHz导线周围，使用示波
器观察电路的输出与输入信号，如下图所示：
50μs
放大后
电压
4.1Vpp
线圈感应电压
50mVpp
图18：
放大电路的输入、输出波形
通过上图可以看书，放大电路的放大倍数大约为：
A=
4.1
0.05
=82倍左右。
所
得的电压信号可以直接连入单片机的AD转换接口进行采集就可以。
在接入单片
机时，输出隔直电容C3需要去掉，这样AD输入的交流信号的平均值在2.5V，
变化范围在0-5V，满足单片机AD转换的需要。
2、放大检波电路：
如下图所示：
实验电路板
C2/0.1
R1/510k
C1/6.8nf
R2
D2
+5V
GND
Vout
L1/10mH
T1
1815
C3
D1
R5
C4
+5V
20kHz
频率
R1
510k
R2
5.1k
C3/104
D2
检波输出
Vout
L1
10mH
C1
6.8nF
C2/104
T1
1815D1
β>150
C4
0.1uf
R3
51kΩ
图19：
放大检波电路
实际上，上述电路就是在直接放大电路的基础上增加了倍压检波电路，可以
得到与交流信号峰峰值成正比的直流信号。
电路的焊接完毕后，调整R1电位器，
使得三极管集电极电压处于2.5V左右，即可。
下图给出了电路各部分的波形：
集电极波形
1.6Vpp
50μs
倍压整流波形
1.6Vpp
50μs
偏置电压
2.53V
基极输入
电感感应
电压。
50mVpp
-0.3V
基极输入
电感感应
电压。
50mVpp
（A）三极管集电极电压波形
（B）倍压整流二极管D1上的电压波形
输出直流电压
1.4VDC
基极输入电感感应电压。
50mVpp
50μs
（C）电路输出电压波形
图20：
放大检波电路各部分的电压波形
从上图可以看出，电路的输出电压基本上与交流信号的峰峰值相等。
在上面电路输出部分C4,R3是进行检波滤波作用，它们的数值乘积对应滤
波时间常数，增加滤波时间常数可以减少输出信号的波纹，提高信号的信噪比，
但是会带来检波电路响应速度变慢。
如果滤波时间常数减少，虽然会提高电路的
响应速度，但是输出信号的波纹会增加。
因此上，需要合理选择滤波时间常数。
如果一阶滤波电路无法满足需要，也可以再增加一级RC滤波来取得速度和滤波
效果的折中。
下图给出了突加交流信号和突减交流信号时，上述检波电路的输出信号。
关闭信号源
26ms
打开信号源
（A）突加信号时电路输出
（B）突减信号时电路输出
图21：
检波电路的单位阶跃函数响应
可以看出，检波电路在信号突增时向响应速度要比信号下降沿的速度快得
多，因此此正常调试的时候，需要综合这两个时间确定电路的平均响应速度。
五、问题讨论：
1、如何减小分布电容的影响？
谐振回路的谐振频率与感应线圈的电感量、谐振电容以及引线的分布电容有
关系，为了减少分布电容的影响，可以采用以下几个方式：
（1）减小电感容量，比如使用4.7mH电感，这样可以增加谐振电容的
容量，从而使得分布电容对于谐振频率影响减小。
但是这样做会
降低谐振回路的Q值，减小系统的灵敏度。
（2）
减少引线的长度。
可以将谐振回路与放大电路做在一起，如下图
所示：
图22：
两个检测电路
L/10mH
C1/6.8nf
C2/0.1uf
0.1uf
51kΩ
0.1uf
+5V
GND
OUT
1815
图23：
感应线圈与选频放大电路
上面
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