风力发电双馈异步发电机励磁控制变频器综述讲解.docx
《风力发电双馈异步发电机励磁控制变频器综述讲解.docx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《风力发电双馈异步发电机励磁控制变频器综述讲解.docx（19页珍藏版）》请在冰豆网上搜索。
风力发电双馈异步发电机励磁控制变频器综述讲解
风力发电双馈异步发电机励磁控制变频器综述
禹华军上海输配电股份有限公司技术中心
1．变速恒频风电系统结构
风力发电机组通常由风力机、传动系统、发电机、偏航系统、变桨距系统和控制系统等部分组成。
风力机的作用是将风能转换为机械能，通过传动系统，由齿轮箱增速，将机械能传递给发电机。
发电机采用绕线式异步发电机，通过交流励磁控制，实现机械能向电能的转换，同时能实现风力机系统的变速恒频控制。
机舱与塔架之间安装有偏航系统，使机舱对准来风的方向。
变桨距系统通常在风速超过额定值时，对风力机转速和输出功率进行控制，保证系统机械和电气安全。
控制系统是风力发电机组的“大脑”，由它自动完成机组的所有工作过程，并提供人机接口和远程监控的接口。
对恒速风机来说，当风速跃升时巨大的风能将通过风力机传递给主轴、齿轮箱和发电机等部件，在这些部件上产生很大的机械应力。
如果上述过程频繁出现，会引起这些部件的疲劳损坏，因此设计时不得不加大安全系数，从而导致机组重量加大，制造成本增加。
而当风力发电机采取变速运行时，由风速跃升所产生的巨大风能，其中部分被加速旋转的风轮所吸收，并以动能的形式存储于高速运转的风轮中，从而避免主轴以及传动机构承受过大扭矩和机械应力。
当风速下降后，在相关电力电子装置调控下，将高速风轮所存储的动能释放出来并转变为电能送入电网，通过风轮的加速、减速对风能的阶跃性变化起到缓冲作用，使风力机组内部能量传输部件应力变化平稳，防止破坏性机械应力产生，从而使风力机组运行更加平稳和安全。
常用的变速恒频控制方法有：
鼠笼型异步发电机变速恒频（包括定子侧串变频器），绕线型异步发电机变速恒频（改变转子外接电阻），同步发电机变速恒频（电磁式与永磁式），双馈感应异步发电机（Doubly-FedInductionGenerator-DFIG）变速恒频（包括无刷型），磁场调制型变速恒频，开关磁阻发电机变速恒频等。
新型的商业化MW级变速恒频风电机组的发电机大多采用双馈感应电机，通过调节励磁电流，不仅可以调节发电机的无功功率，也可以调节发电机的有功功率。
额定风速以下，风力机按优化桨距角定桨运行，由发电机控制系统来控制转速，调节风力机叶尖速比，实现最佳功率曲线的追踪和最大风能的捕获；在额定转速以上风力机变桨距运行，由风力机控制系统通过调节浆距角来改变风能系数，从而控制风电机组的转速和功率，防止风电机组超出转速极限运行而引起事故。
因此,额定风速以下运行是变速恒频发电运行的主要工作方式，变速恒频的目标是追踪与捕获最大风能。
通过控制发电机输出有功功率，来控制其电磁阻转矩，从而实现机械速度调节。
变速恒频双馈发电系统结构示意图如图1所示[1]。
2．双馈异步发电机励磁控制变频器的功能
在研究双馈异步发电机励磁控制变频器之前，首先需要了解风力机三种典型的运行状态，其过程用图2表示[2]。
图中，
为风力机输出功率，
为风力机转速，
为风能转换效率，
为风力机切入风速，
为允许转子最大转速时的风速，
为额定风速，
为风力机切出风速。
1）低风速段实行变速运行，可保持一个恒定的Cp值（尽可能大，最好达到Betz极限值），根据风速变化控制风力机转速，使叶尖速比λ不变，直到转速达到极限。
这一过程通常称为最大风能跟踪运行区域，既可以由风力机调速实现，也可以由发电机调速实现。
2）风速进一步加大时，风力机转速达到极限，为保证风力机旋转部分机械安全，此时风力机旋转速度不再增加，按恒定转速控制风力机运行，直到输出最大功率，此时的风力机功率系数Cp不一定是最大值。
3）超过额定风速时，输出功率达到极限，按恒功率输出调节风力机。
2．1变速恒频控制功能
一般来说，当风力机运行在额定风速以下时，由双馈异步发电机对风力机进行调速，同时实现最大风能跟踪。
而在额定风速以上时，由变桨距系统对风力机进行调速。
事实上，在商用风电系统中，变桨距调速和发电机调速常常相互配合，变桨距调速相当于粗调，发电机调速相当于微调。
由于变桨距调节响应较慢，在发电机额定功率和变频器容量允许的前提下，遇到风速变化较快的情况时，由发电机来进行速度调节。
由于发电机定子侧与电网相连，其电压频率需与电网一致，通常电网电压频率变化较小，可视为恒定。
因此双馈异步发电机不仅要实现变速运行，同时要保证定子侧频率不因转子转速变化而变化。
通过转子侧变频器励磁控制，可以实现这一变速恒频功能。
2．2最大风能跟踪功能
风力机组最大风能跟踪的原理是，通过双馈异步发电机对风力机进行调速，使得风力机运行在功率－风速曲线的峰值点。
在同一风速下，不同的风力机转速对应不同的功率输出，其中存在一个最优转速使得风力机输出功率最大。
不同的风速对应不同的功率－风速曲线，每条曲线都有各自的最大功率点，最大风能跟踪的目的就是使得风力机在不同风速情况下都能输出最大的功率。
也就是找到一条最优功率曲线，使得风力机在任何风速下输出功率均为最大值。
对于风力机而言，其最优功率曲线实际上已确定，因此在控制中可以采用设定最优功率曲线的方式实现最大风能跟踪。
将功率－风速曲线制成数据表格存储在控制器内，运行中根据检测到的风速值查表，对应的功率值作为发电机变频器转子侧变换器控制的有功功率给定值。
但是由于风力机各点风速并不一致，因此这种方法可能并不能得到真正的最大功率输出。
通过简化风力机数学模型，可以得到风力机最优功率曲线的数学表达式，从而通过计算的方式进行最大风能跟踪。
此外，通过对输出功率和风力机转速非线性关系的实时判断，同样可以找到其最大功率点。
以上方法无一例外的都是通过发电机变频器励磁控制来实现。
2．3双向潮流控制功能
在风电系统中，发电机同步转速一定，而实际运行时转子转速随风速变化。
当转子转速低于同步速时，变频器需要转子提供超前的励磁电流，能量由电网通过变频器提供给转子。
当转子转速高于同步速时，变频器需向转子提供滞后的励磁电流，也就是转子侧能量向变频器方向流动，并回馈给电网。
由此，变频器必须具有能量双向流动功能，这就是双馈发电机励磁控制采用双PWM变换器的原因。
2．4功率因数调节功能
考虑到风电系统的功率扰动以及电网本身的供电质量问题，我们希望风力发电系统发电机输出有功功率可调节，同时还能改变输出功率因数。
通过转子侧变频器励磁控制，可以实现风力发电机组在稳定状态下的总有功功率和转差率不随功率因数设定值的变化而变化。
其总有功功率由机组的风机功率特性与风况决定，同时，发电机的转差率由风力机组的总有功功率和转速控制特性决定，与发电机输出无功功率无关。
3．双馈异步发电机励磁控制变频器工作原理
3．1变速恒频控制原理
根据同步转速下定转子磁场相对静止时的频率关系式
（1），当风速变化引起发电机转速变化，也即转子机械频率
变化时，需控制转子电流的励磁电流频率
，以保持定子输出频率
恒定。
（1）
式中
为发电机极对数。
对应发电机有三种运行状态，取
为发电机转子转速，
（
）为气隙同步旋转磁场的转速：
1）当
＜
时，发电机处于亚同步速运行，此时变频器向发电机转子提供正相序励磁，式
（1）取正号；
2）当
＞
时，发电机处于超同步速运行，此时变频器向发电机转子提供负相序励磁，式
（1）取负号；
3）当
＝
时，发电机处于同步速运行，
，变频器向转子提供直流励磁。
以上即是DFIG励磁控制变频器变速恒频控制的工作原理。
3．2最大风能跟踪控制
根据风力机最优功率曲线，风力机最大输出功率可用下式表示[3]
（2）
式中，
。
其中，
为风力机转速，
为风轮半径，
为最大风能转换效率，
为最佳叶尖速比。
对于一台确定的风力机，在风速和桨距角一定时，总存在一个最佳叶尖速比
对应着一个最大的风能转换系数
。
因此，在任何风速下，只要调节风力机转速，使其叶尖速比
（
）保持不变，就可以维持风力机在
下运行，这就是风力机最大风能捕获的运行原理。
3．3双向潮流控制原理
DFIG变频器结构框图如图3所示。
根据发电机的运行状态不同，变频器能量流向也不同。
1）发电机亚同步状态运行时，转差率
>0（
），变频器向转子绕组输入电功率（即滑差功率）。
此时，图3中转子侧PWM变换器处于逆变状态，电网侧PWM变换器处于整流状态。
2）发电机超同步状态运行时，转差率
<0，转子绕组向变频器输入电功率（即滑差功率）。
此时，图3中转子侧PWM变换器处于整流状态，电网侧PWM变换器处于逆变状态。
3）发电机同步状态运行时，转差率
=0，变频器向转子提供直流电流。
3．4功率因数调节原理
通过转子电流的解耦控制，调节转子电流的转矩分量，即可控制发电机输出的有功功率；调节转子电流的励磁分量，即可控制发电机输出的无功功率。
目前大多数文献所述的励磁控制模型都是从基于同步坐标轴系下的数学模型推导出来的。
当定子取发电机惯例,转子取电动机惯例时，其dq同步坐标轴系的数学模型如式（3）所示[4]。
（3）
（4）
该数学模型简单,可以方便地推导出各种励磁控制模型,从而导出DFIG的有功功率、无功功率独立稳态解耦控制算法。
4．双馈异步发电机励磁控制变频器控制策略
4．1矢量控制
在基于同步电动机变频调速的矢量控制策略中，由于转子接变频器的结构特点，目前应用在DFIG的励磁控制中主要有两大类，即基于气隙磁场定向的矢量控制策略和基于定子磁场定向的矢量控制策略[5]。
4．1．1基于气隙磁场定向的矢量控制策略
将同步轴线d轴与气隙磁场向量重合，忽略定子漏阻抗和转子漏感，并近似认为气隙磁链不变，得到解耦的有功和无功分量如下：
（5）
（6）
该励磁控制模型在推导中忽略定子漏阻抗和转子漏感，同时近似地认为气隙磁链为常数，使得模型精度下降，定子端电压矢量和矢量参考轴之间有较大的相位差，同时有功和无功分量的计算变得相当复杂，影响系统的实时性处理。
因此目前较多采用定子磁场定向的矢量控制方法。
4．1．2基于定子磁场定向的矢量控制策略
将同步轴线d轴与定子磁场向量重合，推导出解耦有功和无功分量方程。
（7）
这一方法可以解决气隙磁场定向带来的定子电压矢量与参考轴之间的相位差问题，在现有双馈风力发电系统中得到广泛应用。
当采用定子磁链定向控制并维持定子磁链恒定时，DFIG的转矩和定子侧有功功率可通过转子电流的转矩分量
控制，而定子侧的无功功率可以通过转子电流的励磁分量
控制。
由于DFIG在小转差率范围内运行，转子侧电压较低，转子侧补偿无功所需的容量较小。
功率因数不随发电机发出的有功功率变化，可实现较好的功率因数控制。
4．2直接功率控制
直接功率控制是从异步电机直接转矩控制思想中演变而来的，不同于矢量控制，直接转矩控制不需要进行坐标变换。
直接功率控制采用空间矢量的概念来分析双馈电机的数学模型和控制其物理量，从控制发电机定子侧有功功率和无功功率的角度出发，分析转子侧变频器输出的6个非零电压空间矢量和2个零电压空间矢量，分别在次同步速和超同步速运行状态对转子磁链矢量相位和幅值的影响，确定直接功率控制策略所需的电压矢量选择表。
其具体实现与直接转矩控制相似，有功功率和无功功率分别由两个bang-bang（砰-砰）控制器将检测值与给定值进行滞环比较，输出量按电压矢量选择表确定转子侧变换器的开关状态。
在定子磁链定向条件下，定子侧有功功率可通过转子磁链矢量和定子磁链矢量的夹角实现，而定子侧的无功功率则通过控制转子磁链的幅值实现。
目前这种方式尚处于实验室研究阶段。
4．3多标量控制
DFIG是一个非线性多变量强耦合的系统，应用非线性控制理论进行研究，更能反映问题的本质。
文献[6]基于微分几何的非线性反馈线性化理论提出了感应电机的多标量模型及其控制策略。
定义转子转速、定子磁链幅值的平方、定子磁链和转子电流的标量积和矢量积的模4个标量作为状态变量，通过对依据4个标量的电机微分方程进行非线性变换，得到2个独立的线性子系统：
机械子系统和电磁子系统。
在忽略定子电阻影响，并对定子磁链做归一化处理后，电机的有功功率与定子磁链和转子电流的矢量积的模成一次函数关系。
利用PI调节器分别实现发电机定子侧有功功率和无功功率的控制。
由于该方法的基础是已知参数的电机模型和参数的精确测量或观测，然而在运行中电机参数受温度和磁饱和等影响，并且磁链观测的准确性很难保证，这些都影响系统的鲁棒性。
目前采用该模型研究DFIG励磁控制的文献较少。
5．双馈感应发电机励磁控制变频器拓扑
5．1电压源型双PWM变换器
变换器结构如图4所示。
5．1．1工作特点
（1）超同步运行，即转子速度大于定子磁场旋转速度，网侧PWM变换器工作在逆变状态，转子侧PWM变换器工作在整流状态；风力机产生的大于发电机额定功率部分的电能经由转子和双PWM变换器馈入电网。
（2）亚同步运行，即转子速度小于定子磁场旋转速度，网侧PWM变换器工作在整流状态，转子侧PWM变换器工作在逆变状态；电能通过双PWM变换器馈入发电机转子。
这一方式可以用于风力机加速启动阶段。
（3）同步运行，即转子速度等于定子磁场旋转速度，变换器向发电机转子注入直流电流。
5．1．2优点
（1）电路简单。
技术成熟。
最为常用。
（2）IGBT现有容量水平可以满足构建MW级DFIG励磁系统。
（3）交－直－交方式实现了两个变换器之间的解耦，当电网故障时，可通过直流侧电压控制维持对转子励磁的有效调节。
（4）网侧变换器具有BOOST特性，有利于直流侧电压控制，便于对转子电压调节。
5．1．3缺点
（1）直流侧电容容量较大。
（2）变换器高频开关状态下功率损耗较大。
（3）开关器件电压应力大，转子绕组也要承受较大的dv/dt应力。
5．2交－直－交电流源与电压源并联变换器
变换器结构如图4所示。
5．2．1工作特点
主变换器为电流源型，输出方波电流，开关频率低，可采用GTO等降低开关损耗；辅变换器为电压源型，相当于有源滤波器，可抑制主变换器生成的电流谐波和进行无功补偿。
5．2．2优点
（1）功率损耗低。
（2）辅变换器中的续流二极管为主变换器换流过程中的过电压尖峰提供吸收回路，其中直流侧电容作为吸收元件。
（3）辅变换器除了抑制主变换器生成的电流谐波和进行无功补偿外，还可对主变换器提供阻尼，以抑制轻载时的电流振荡。
5．2．3缺点
（1）电流源型变换器电压传输比低，送至转子侧电压只有网侧的86.6％，因此在同样功率下变换器和转子电流大，静态损耗大。
（2）转子承受dv/dt大。
（3）元器件较多，控制较为复杂。
（4）由于主变换器频率低，因此系统动态响应慢。
（5）两变换器的协调控制困难，可能出现系统振荡。
5．3交－交变换器
变换器结构如图5所示。
5．3．1工作特点
无直流侧回路，功率器件较多。
5．3．2优点
（1）只需一级功率变换，变换效率高；无直流侧电容，系统可靠性更高。
（2）晶闸管可实现自然换流，降低控制难度。
（3）可组成多脉波系统。
5．3．3缺点
（1）元器件多。
（2）功率管移相触发，谐波电流大；低次电压谐波严重。
（3）开关频率低，动态响应慢。
（4）无直流侧环节，降低了电网故障时连续工作的能力。
5．4矩阵式变换器
变换器结构如图6所示。
5．4．1工作特点
亦属于交－交变频，功率器件采用双向可控自关断器件，PWM驱动。
5．4．2优点
（1）与两电平双PWM变换器相比，电压谐波更少，属于三电平变换。
（2）无直流侧电容。
（3）元器件热应力平均，缓和了散热难度。
（4）开关损耗较小。
5．4．3缺点
（1）目前尚无商业化的双向功率器件。
（2）电压传输比低。
（3）无直流侧环节也降低了电网故障时连续工作的能力。
5．5多电平PWM变换器
变换器结构如图7所示
5．5．1工作特点
利用电容电压的组合叠加，形成多电平输出。
5．5．2优点
（1）可用于大功率励磁控制。
（2）输入输出特性好，电力谐波更少。
（3）同样谐波性能下，可降低开关频率，开关损耗降低。
（4）电压输出比高。
5．5．3缺点
1）直流母线电容电压可能不均衡；
2）开关器件多，导通损耗大；
6．变频器控制与设计关键技术
6．1变频器结构与功率器件选择
根据不同的应用场合和功率等级，应该选择不同的变流器拓扑结构。
比如，在小功率场合，我们可以使用常用的六脉波整流器和三相桥式逆变器。
而在高压大功率场合，整流侧则至少要用12脉波整流器，逆变则用多电平逆变器。
为了实现电机的四象限运行，必须使用可逆变流器，也就是双PWM变换器。
在中小功率场合，一般采用IGBT和IPM模块。
IGBT开关速度快，通态压降和损耗都较小，综合性能佳，至今已被各类变频器广泛采用。
其耐压和通流能力最高能做到3.3kV，1200A。
一个IPM模块包含多个IGBT和其驱动保护电路，新型的IPM设置还将光耦集成在一起。
这种高度集成的器件性能和稳定性都很理想，现已被广泛用于变频器中，其通流能力约在10-600A。
在大功率场合，可以用多个IGBT串联实现，但这种方式会增加损耗，降低可靠性，所以较少采用。
现在一般用IGCT这种新型功率器件实现。
这种器件使GTO的替代品，兼顾了大容量和高开关频率。
IGCT芯片在不串不并的情况下，二电平逆变器容量为0.5-3MW，三电平逆变器容量为1-6MW。
该器件现已经商品化，目前最高耐压通流等级为：
6kV/4kA左后，常用的为4.5kV/4kA。
6．2变频器开关损耗计算
变频器开关损耗主要包括：
正向损耗，开通损耗，关断损耗和恢复损耗等[7]。
其中正向损耗包括功率元件导通损耗和反向并联二极管续流损耗，正向损耗不仅跟输出电流和导通时间有关，而且跟功率元件和二极管本身导通电阻有关。
功率元件的开通和关断损耗主要是由于开关状态时，功率元件端电压下降（或上升）与内部电流上升（或下降）曲线在时间上存在重叠部分，从而产生开关损耗。
一般来讲，开关频率越高，其电压和电流的上升（或下降）时间缩短，二者的重叠区变小，因此每次开关的损耗降低。
但是由于开关次数的增加，反而可能导致总的开关损耗增加。
所以在实际应用中，并不是开关频率越高越好。
恢复损耗主要是由旁路二极管的反向恢复过程引起的。
具体的计算公式可参考相关文献[7]。
6．3谐波抑制与滤波技术
根据变频器分类，变频器供电系统的就地谐波治理与无功功率补偿装置分为：
含各次滤波器的动态无功功率补偿装置、6%电抗的动态无功功率补偿装置、固定投入各次滤波器的装置、有源电力滤波器。
6．3．1交-直-交电流型变频器
电网通过可控硅三相全控桥给变频器供电，功率因数角约等于控制角
。
供电电流包含6K±1次谐波（K=1、2、3…），并且在直流电流无脉动的理想情况下，n次谐波电流含量是基波电流的1/n。
实际上，直流电流脉动导致五次谐波和七次谐波含量增加，大于七次谐波的高次谐波含量减少。
就地实现谐波治理和无功功率补尝是安装含各次滤波器的动态无功功率补偿装置。
装置中计算机根据基波无功功率投入一定数量的五次、七次、十一次和十三次滤波器。
滤波器对基波呈容性，补偿基波无功功率；滤波器对谐波呈现很小的电感，滤除各次谐波无功功率。
6．3．2交-交变频器
电网通过可控硅三相可逆整流桥给变频器供电，功率因数很低。
供电电流不仅包含6K±1次谐波（K=1、2、3…），还在谐波附近出现间隔为变频器输出频率的间谐波。
用五次、七次、十一次和十三次滤波器可以滤除谐波，但是滤波器器对一些间谐波呈容性，必然产生间谐波放大现象。
就地实现谐波、间谐波治理和无功功率补偿是安装6%电抗的TSC动态无功功率补偿装置。
特点是对五次和五次以上谐波和间谐波都呈感性，没有谐波放大现象。
对五次、七次谐波和五次、七次谐波附近的间谐也有一定的滤波效果。
6．3．3交-直-交电压型变频器
电网通过三相二极管整流桥给变频器供电，功率因数大于0.97。
由于二极管整流桥仅在网压峰顶开通，对电容器充电，电流波形是导通角较窄的尖锋。
供电电流包含6K±1次谐波（K=1、2、3…），谐波含量随进线电抗和直流滤波电抗的电感量增加而减少。
对供电变压器还有其它感性负载的场合，可以安装含各次滤波器的TSC动态无功功率补偿装置；对几乎全是交-直-交电压型变频器的车间由于不需要补偿基波无功功率需要滤除谐波无功功率，应安装固定投入各次滤波器的装置。
前述方法均是从消除供电电流谐波的角度说明的。
而从消除变频器输出电压谐波的角度来看，主要有配置输出滤波器和改进控制算法这两种手段。
一种典型的例子就是用于大功率变频器控制的SHEPWM算法，这种算法可以在开关次数最少的条件下获得输出电压波形的最优化，并完全消除指定次数的谐波，从而减少开关损耗，提高系统效率。
6．4变频器电磁兼容性设计
变频器大多运行在恶劣的电磁环境中，同时作为电力电子设备，它们内部由电子元器件、微处理芯片等组成，会受到外界的电磁干扰。
另外，变频器的输入和输出侧的电压、电流含有丰富的高次谐波，成为干扰源，对其他电子设备进行干扰。
6．4．1变频器输入侧产生的谐波
变频器的输入部分是整流电路，它具有非线性特性，因此产生高次谐波，此高次谐波将使输入的电压波形和电流波形发生畸变。
图8中所示为变频器的整流电路，三相交流电经全波整流后由电容进行滤波。
从A相为例的输入电压与电流波形可以看出输入电流的波形发生了畸变。
对输入电流进行频谱分析后，可知其5次、7次谐波分量较大。
在风力发电双馈异步发电机励磁变频器中，采用的是双PWM变换器结构，因此无论是转子侧还是电网侧变换器工作在整流状态时，均可以通过PWM整流技术降低输入电流畸变率。
6．4．2变频器输出侧产生的高次谐波
对于PWM控制的电压源型变频器，其输出电压波形为矩形波。
其中谐波频率的高低与变频器调制频率有关。
调制频率低（如1-2kHz），人耳能听得见高次谐波频率产生的电磁噪声（尖叫声）。
若调制频率高（如20kHz以上），人耳听不见，但高频信号仍是客观存在的。
对电压及电流波形，通过傅立叶分析，可得出各次谐波的含量。
高次谐波电流对负载直接干扰；另外高次谐波电流还通过电缆向空间辐射，干扰邻近电气设备。
6．4．3变频器的电磁兼容性
电磁干扰信号有两种基本传播路径，即线路传播方式和空间传播方式。
电磁兼容性（EMC）指的是系统自身电磁干扰信号对外部环境产生的影响以及外部电磁干扰信号对系统本身的影响都控制在一定范围内。
6．4．3．1变频器作为噪声发射源
图9中的寄生电容Cp存在于电机电缆和电机内部，变频器通过寄生电容将产生一个高频脉冲噪声电流，此时变频器成为一个噪声源。
由于噪声电流的源是变频器，因此它一定要流回变频器。
图中Ze为大地阻抗，Zn为动力电缆与地之间的阻抗。
噪声电流流过此二阻抗所造成的电压降将影响到同一电网上的其它设备造成干扰。
此外，变频器的整流部分也会产生低频谐波，导致电网电压产生畸变。
当电网的短路阻抗小于1%时，建议加进线电抗器来抑制低频干扰。
为解决此问题，可使用屏蔽电机电缆，从而能使噪声电流沿着给定的路线流回变频器，以抑制高频噪声。
屏蔽方式如图10所示。
6．4．3．2变频器作为噪声接受器
图11中高频噪声电流Is可以通过耦合电容进入变频器，并且在阻抗Zi上产生一个压降，导致扰动噪声，此时变频器就成为噪声接受器。
最有效的方法是严格隔离噪声源和信号电缆，且信号电缆的屏蔽一定要在两端接地，如图12所示。
6．4．3．3变频器EMC有效措施
1）要确保电气传动柜中的所有
升级会员 